一些应用要求尽可能高的功率效率。例如，在某种恶劣环境下，要求DC/DC电源在高环境温度下工作，这时就需要低功耗，以让半导体器件的结温保持在其额定范围以内。其他应用可能必须达到“能源之星”规范或者绿色模式标准的严格效率要求。电池供电型应用的用户希望获得最长的运行时间，而降低功耗可以直接延迟设备运行时间。今天，我们都知道，使用同步整流器可以降低功耗，并提高散热性能。低功耗应用的降压转换器和控制器设计人员已经在使用这种方法。另外，人们还开发了同步升压控制器，用于解决升压应用的功率效率问题。

典型应用

我们使用两个典型的升压应用来说明同步和非同步整流之间的差异。第一个是低输入电压应用，其可工作在低占空比下，也即输出电压接近输入电压时。这种系统的输入例子是USB端口，或者一块2节或者3节串联电池组成的锂离子(Li-Ion)电池组。DC/DC电源升高电压，对2节锂离子电池或者一台平板电脑的电池进行充电。另一个应用增高系统电源轨的电压至高输出电压，其可工作在更高的占空比下，这时输出电压远高于输入电压。输入例子为12V电源轨。功率放大器、工业计算机或者高能量密度的能量存储，均需要高输出电压。

为了说明同步整流的好处，我们使用真实电路对每个应用进行测试，以比较效率和功耗。TI的TPS43060/61同步升压控制器，用于展示这些同步设计。这些电流模式升压控制器集成了控制与门驱动电路，用于低侧和高侧MOSFET.TI的TPS40210电流模式、低侧开关升压控制器用于非同步设计。

基础操作

图1显示了步进(升压)拓扑的典型结构图。这种拓扑由低侧功率MOSFET(Q1)、功率电感(L1)和输出电容器(C1)组成。就同步拓扑而言，高侧MOSFET(Q2)用于整流开关。

图1 同步与非同步升压电路

在非同步升压拓扑中，使用了一个功率二极管(D1)。图2显示了开关和电感的电压和电流的等效波形。在Q1“导通”期间，电感电流斜线上升，并且VOUT从VIN断开。在此期间，输出电容器必须为负载供电。在“断开”期间，电感电流斜线下降，并通过整流开关对输出电容器充电。整流器的峰值电流等于开关的峰值电流。

整流开关的选择

非同步控制器使用一个外部功率二极管作为整流开关。选择功率二极管时需考虑的三个主要方面是：反向电压、正向电流和正向压降。反向电压应高于输出电压，包括开关节点振铃余量。正向额定电流应至少等于电感器的峰值电流。正向电压应较小，以提高效率和降低功耗。平均二极管电流等于平均输出电流。所选二极管封装必须能够处理功耗。

同步控制器控制整流开关的另一个MOSFET.如果使用N通道MOSFET,则必须产生高于输出电压的电压，以用于门驱动器。利用一个自举电路来产生这种电压。图1包括了一个标准自举电路的典型结构图，其由自举电容器(CBOOT)和自举二极管(DBOOT)组成。在Q1“导通”期间，自举电容器被充电至某个稳定电压(VCC)，其通常由一个控制器内部的低压降稳压器来调节。当Q1关闭时，电容器到接地的电压为VOUT+VCC,并且要求电压可用于开启高侧开关。控制电路也必须更加复杂，以确保整流开关导通之前有足够的延迟，从而避免两个开关同时开启。如果出现这种情况，输出电压通过两个开关短路至接地，引起可损坏开关的强电流。

整流开关的功耗

为了比较两个不同整流器的效率，我们应计算出功耗。在非同步拓扑中，可使用方程式1估算出整流功率

二极管的功耗：

使用一个同步整流器时，共有两个主要功耗源：传导功耗和空时损耗。当低侧开关关闭时，在高侧开关导通以前存在一定的时间延迟(tDELAY)。在这种延迟期间，高侧开关的体二极管(V S D)导电。一般而言，这被称作空时(停滞时间)。当高侧开关开启时，同样存在MOSFET的RD S(O N)带来的传导损耗。方程式2计算占空比(D)，而方程式3估算损耗(PQ2)：

在要求低占空比的应用中，整流开关导电时间占每个开关期间的百分比更大。但是，升压拓扑中非同步整流器的功耗与VI N变化带来的占空比变化无关。这是因为，V I N变化使二极管所导电流的变化大小相等但方向相反。根据方程式1,整流器损耗刚好等于正向压降乘以输出电流。同步整流器情况下，功耗对占空比有一定的依赖度，这是因为传导损耗由F E T的电阻引起。这与二极管不同，二极管的损耗由正向压降引起。电阻传导损耗因电流的平方而不同，导致对占空比的依赖性，占空比更高，传导功耗也随之增加。

低占空比应用的效率

为了评估低占空比应用的功率效率，我们可对同步设计和非同步设计进行比较。同步设计使用T P S43061同步升压控制器，其与C S D86330Q3D功率模块搭配。该功率模块同时集成了低侧和高侧MOSFET.非同步设计使用T P S40210非同步升压控制器和一个CSD17505Q5A低侧开关，其规格与功率模块类似。这种设计具有一个肖特基二极管，用于整流器，其额定电压和电流至少为15V和7A.具有这种额定值的肖特基二极管的可用最小封装尺寸为T O-277A(SM P C)。仅根据典型开关封装比较解决方案尺寸，我们发现，非同步开关和二极管占用面积为65m m2,而同步功率模块开关的占用面积为12m m2.后者节省了53m m2的面积。两种设计都使用了相同的L C滤波器和750kH z开关频率。图3显示了12V输入和15V输出的这两种设计的效率和功耗情况。理想占空比为20%.本例中，同步整流器的好处很明显。满负载效率提高了约3%,而非同步设计的功耗几乎是同步设计的两倍。

高占空比应用的效率

为 了 评 估 高 占 空 比 应 用 的 功率效率，我们再次对同步设计和非同步设计进行比较。同步设计使用T P S43060同步升压控制器，其有一对功率MOSFET,用于低侧和高侧开关。MOSFET使用30mm2的典型8引脚SON封装。非同步设计使用TPS40210非同步升压控制器以及一个相同的MOSFET用于低侧开关。整流器的肖特基二极管额定值至少为48V和16A.肖特基整流器使用D2P A K封装，典型面积为155m m2.相比非同步设计，同步解决方案节省了125m m2的电路板空间。两种设计都使用相同的L C滤波器和300kH z开关频率。理想占空比为75%.效率曲线表明，在这种应用中，使用同步整流器没有什么好处。从2.5~3.5A负载电流，同步解决方案的效率开始提高。但是，同步整流的主要好处是要求的电路板空间更少。

轻负载效率

同步设计使用的T P S 4 3 0 6 0和T P S43061的特点是非连续导电模式(D C M)反向电流检测，其提高了更轻负载条件下的效率。它降低了开关、电感和检测电阻器的传导损耗，让轻负载效率与非同步解决方案情况相同。C CM工作期间，开关、电感和检测电阻器的估计损耗，决定了该效率的大小。这些曲线表明了D CM下工作的转换器的轻负载效率相对改善情况。但是，对于一些低噪应用或者要求快速轻负载瞬态响应的应用来说，牺牲高轻负载效率来让C CM运行保持在整个负载范围，可能是一种更好的选择。