故障保护是指为端接闲置总线提供差动电压的技术，其目的是让总线收发器的接收机输出维持在逻辑高电平状态。当传统收发器设计用于总线网络设计时，常常会要求使用这种技术。

一些传统设计，例如：表1所示收发器，具有±200 mV 的宽输入敏感度。这意味着，+200 mV 和-200 mV 之间的小输入信号可以让接收机输出变高或者低，从而使输出状态变得不确定。

在数据传输期间，要求满负载总线的差动线压高于±1.5 V，其远高于收发器的输入敏感度。但是，在总线访问权限从一个节点移交给另一个节点期间或者传输暂停期间，总线闲置。使两个差动信号对导体相互连接的低阻抗端接电阻器，让差动总线电压为0V，刚好位于收发器输入敏感度的中间，从而产生一个不确定的输出。

因此，为了使接收机输出在总线闲置期间保持逻辑高电平，必须对总线施加一个高于接收机正输入阈值（VIT+ ）的正差动故障保护电压。表1表明，收发器每提高一代，理论要求故障保护电平便随接收机正输入阈值改变而下降。尽管收发器X要求最低+200 mV 的故障保护偏置，但是收发器Y和Z均可在没有它的情况下工作，因为它们的正输入阈值低于0V。不幸的是，这些值仅运用在无噪环境下，例如：实验室或者地球的南北极，肯定不能在恶劣的工厂环境下使用，而RS-485 网络就普遍安装在这种环境中。

差动噪声会进入总线，如果这种噪声的量级被包括在故障保护电压计算中，则其会错误触发接收机输入。利用一条双绞线可帮助把线缆噪声转换为共模噪声。之后，接收机的差动输入对这种噪声进行抑制。但是，线缆不规则性以及总线节点连接器出现的噪声，可能会促进差动噪声的产生，而这种噪声是无法被接收机抑制的。

下一页的图1表明，当噪声信号叠加在收发器X和Y的正输入阈值电平上时，最小迟滞电压决定接收机输出出现错误逻辑状态的噪声电平。表1显示了从不同产品说明书提取的接收机参数，它仅举出了收发器Z的最小迟滞电平。使用两个老式的收发器X和Y时，仅举出典型的迟滞值。在某种情况下，例如：确定极端情况的最小故障保护值，典型值没有意义。实际上，TI应用团队同时测量了收发器X和Y的最小迟滞电压，其接近规定典型值的一半。

表1 第一代、第二代和第三代（X、Y和Z）收发器的接收机输入敏感度

另外，有一种可能性是，给定收发器情况下，迟滞窗口可能位于正输入阈值和负输入阈值之间的任何位置。因此，进行极端情况计算时，你必须假设迟滞窗口位于最高正阈值极限处。因此，要确定足够高的故障保护偏置电压，必须给正输入阈值电压添加预计峰到峰噪声电平：VAB(min) = VIT+ + VN(PP_max)。

对于噪声电平为VN(PP_max)= 50 mV的高度平衡总线来说，使用收发器X要求差动故障保护电压为VAB(min) = 200 mV + 50 mV = 250 mV（图1）。

在没有外部偏置的情况下使用相同噪声电平操作收发器Y，是一项高风险的工作，特别是在最小迟滞远小于标称值时。另外，给正输入阈值增加噪声电平，得到最小故障保护电压为V

AB(min) = –10 mV + 50 mV = 40 mV 。

更加现代的第三代收发器Z可以在没有故障保护偏置的情况下维持稳定的输出。它的正输入阈值为–20 mV，规定最小迟滞为50 mV，允许最大峰到峰噪声电平为140 mV ，这几乎3倍于使用外部偏置的传统器件的抗噪性能。

如果无法使用一些现代收发器，则后面内容介绍的一些计u-算方法可用于对传统收发器要求的故障保护偏置网络进行优化。

传统收发器的故障保护偏置

图2显示了一条端接RS-485 总线及其分布式网络节点，以及由两个偏置电阻器（RFS）和一个终端电阻器（RT1）组成的故障保护偏置网络。对于大多数作为主/从系统的RS-485应用来说，故障保护偏置网络常常安装于总线的主端，而另一个线缆端接收匹配典型线路阻抗（Z0）的终端电阻器（RT2）。

故障保护偏置的主要缺点是其共模负载。共模负载是信号导线和本地收发器接地之间的电阻。收发器具有高共模负载，主要是因为接收机的输入电压分压器（图3）把输入信号降低了9倍以上。

内部电阻器网络在每个A和B总线端施加一个共模负载，其可表示为组合输入电阻（RIN）。那么，可以通过A和B线路的等效输入电阻（RINEQ）表示整个收发器网络的总共模电阻。RS-485 标准规定每条总线的最大共模负载为375。初始，该值仅分配给总线收发器。实现一个故障保护偏置网络会消耗大量的这种负载，因此仅允许少数收发器连接至总线。

图4显示了一条RS-485 总线的集中等效电路。可根据规定故障保护总线电压（VAB）、电源电压（VS）、RFS 和RINEQ引起的共模负载以及特性线路阻抗（Z0），来计算这种电路允许故障保护电阻器值。计算节点A和B 的电流，然后求解各自线压（VA和VB）得到：

就节点A而言：

就节点B而言，考虑到两个压线之间的差异，并确保故障保护偏置在最小电源条件以下，可计算得到要求的最小故障保护总线电压：

由于RFS与RINEQ共同组成一条信号线的总共模负载，因此两条信号线的并联值不得超出375.的规定最大值，其可表示为：

在远线缆端，终端电阻器（RT2）必须匹配特性线路阻抗（Z0）：

在偏置网络处，RT1和两个故障保护电阻器的并联组合也必须匹配Z0：

插入方程式2、3和4到方程式1中，得到总线故障保护电压：

求解方程式5的RFS，得到每个故障保护电阻器的值：

知道RFS以后，RT1可从方程式4得到。一旦故障保护网络建立起来，可连接至总线的最大收发器数量可通过如下方法得到：

其中，ULXCVR 为收发器的额定单位负载（UL）。典型设计过程是，首先通过方程式6计算RFS，然后再通过方程式4计算RT1，并使RT2=Z0。最后，方程式7可用于计算可能的总收发器最大数目。

表2所示设计举例描述了这种典型的设计过程。该表还突出显示了使用1-UL 、5V收发器（X）网络与使用1. 8-UL、3.3V收发器（Y）网络之间的故障保护偏置差异。

表2 故障保护偏置影响总线收发器数目举例

结论

第一代收发器要求的高故障保护电压故障保护偏置导致大共模负载，并且必须减少总线收发器数目。使用更小输入敏感度和更低单位负载的第二代收发器，可通过兼顾高收发器数目来提高低噪声电平下的性能。但是，两全其美的办法是现在的第三代收发器，例如：TI的3V SN65HVD7x系列和5V SN65HVD8x系列。这些新型收发器拥有如下优点：

·它们不要求使用外部偏置电阻器网络（会给总线带来大共模负载），从而减少了连接总线的收发器数目。

·它们最大允许一条总线上256个收发器。

·它们可承受高噪声电平。

·它们对12kV IEC ESD 和4kV IEC 脉冲瞬态有很强的抵抗能力

·它们比传统收发器更便宜，并且有些使用更小的封装，实现成本和空间节省。

·设计人员不必花费时间研究数学计算难题，例如：本文中介绍的数学计算方法。