前言

近年来,非线性负荷的广泛应用对供电质量造成了严重污染,电力系统中的谐波日益严重;同时,保证电网安全、稳定运行,为用户提供高质量的电能的要求越来越高。有源电力滤波器作为抑制谐波的有效手段得到了广泛的重视并取得了很大的发展。

图1为并联型有源电力滤波器的原理图[1]。从图1中可以看出,有源滤波器的结构主要有三个部分：谐波电流检测回路、控制回路和PWM逆变器。其中,谐波电流检测回路和控制回路是有源滤波器的关键部分。实时、精确地检测出负荷电流中的谐波成分,并且实时、可靠地控制高频逆变器的开关工作是保证有源滤波器补偿效果和精度的关键。因此,采用什么样的硬件来构成谐波电流检测回路和控制回路是很重要的。本文介绍一种基于双DSP的有源滤波器检测和控制回路的基本结构及其实现方法。

图1 并联型有源电力滤波器原理图

1 有源电力滤波器的补偿原理

有源电力滤波器的实质就是一个任意波形发生器。通过一定的算法检测到负荷侧所需要的谐波电流,就发出相应的谐波电流,从而达到补偿的目的。经补偿后系统电流is将接近理想的正弦波。对于逆变主电路,我们是采用PWM控制的,其理论基础是采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积;所说的效果相同指环节的输出响应波形基本相同。通过计算得到需要补偿的谐波分量后,对补偿电流进行PWM调制来控制开关的通断,从而在逆变电路的输出端得到一组等幅而不等宽的矩形脉冲波形,经出口滤去载波后即得实际补偿电流。这就是补偿的基本原理。

图2所示为并联型有源电力滤波器逆变主电路。图2中交流侧的电感和电容构成单调谐滤波器,用于滤去载波分量;电感同时又作为惯性环节。直流侧的电容主要起能量缓冲的作用。

图2 有源电力滤波器逆变主电路

2 数字信号处理器

数字信号处理器（以下简称DSP）从20世纪80年代初发展到现在,已经历了四代,发展速度极 快[2]。DSP是一种特别适合于数字信号处理的微处理器。它的最大特点是速度快、精度高、稳定性好,是为实时地实现各种数字信号处理和其它精密计算的应用而精心设计的,并为这些应用提供了如快速傅里叶变换、数字滤波、频率合成、相关及卷积等信号处理算法的极好的软、硬件工具。在众多产品中,美国TI公司的TMS320系列DSP在国际上占有较大的市场份额,广泛应用于数字信号处理的各个领域中。

DSP为了实现快速数字信号处理,采用了特殊的硬件结构及软件指令,包括：

（1） 哈佛结构

其主要特点是将程序和数据存储在不同的存储空间,即程序和数据存储器是两个相互独立的存储器,每个存储器独立编址,独立访问。

（2） 流水线操作

与哈佛结构相关,DSP广泛采用流水线以减少指令执行时间,从而增强了处理器的处理能力。DSP的流水线深度从2级到4级不等,也就是说可以并行处理2~4条指令。

（3） 专用的硬件乘法器

在通用的微处理器中,乘法是由一系列的加法来实现的,故需多个指令周期来完成。相比而言,DSP的专用硬件乘法器使得乘法可在一个指令周期内完成,从而大大提高了运算速度。

（4） 特殊的DSP指令

特殊的DSP指令是DSP实现快速数字信号处理算法的一个重要环节。例如,TMS320C10的一个指令LTD,它在一个指令周期内完成LT、DMOV和APAC三条指令。LTD和MPY指令可以将FIR滤波器抽头计算由4条降为2条。

（5） 快速的指令周期

集成电路的优化设计可使得DSP的指令周期在200 ns以下,特别是新一代DSP的问世,使指令周期降到20 ns以下。

DSP以上这些优点可以满足实时、快速地完成有源滤波器控制和采样计算的要求。在此我们采用的是由美国TI公司生产的TMS320F240和TMS320F206型号的DSP（以下简称为F240和F206）。其中F240是基于16位定点数字处理器TMS320C2XX家族的一位新成员,是为数字电机和运动控制运用而优化设计的[3]。它把具有低功耗、高性能处理能力的C2XX核心CPU与电机/运动控制的几个先进外围设备结合在一起。这些外围设备包括了事件管理器EV模块和1个双10位模数转换器ADC。EV模块提供通用定时器和比较寄存器,可以产生多达12个PWM输出;ADC可以在6.6μs内同时完成2路模数转换。

根据F240和F206的特点,我们设计的系统结构如图3所示。F240负责采样、计算和控制,2个DSP通过双口RAM通信,系统通过F206与上位机进行串口通信及完成系统电压和电流的频谱分析等数字信号处理功能。此外F206负责人机接口：显示器和键盘。

图3 系统结构框图

3 控制系统的实现

由上述可知,有源电力滤波器的控制系统主要实现两个方面的功能：补偿分量的检测和PWM脉冲的生成。现有的PWM脉冲生成电路比较复杂,编程实现困难,而且可靠性都不高。我们选择F240就是要利用它内在的比较单元和PWM电路来产生PWM脉冲。下面详细讨论这两方面的内容。

3.1 检测回路的实现

F240内部的ADC模块包括2个带有内置采样/保持电路的10位A/D。F240总共有16个模拟输入通道。每8个通过1个八选一的模拟多路转换器提供给1个A/D,每个A/D单元的最大转换时间为 6.6μs[3]。为保证计算的精度,16路量必须同时采样,所以在外部另外扩展了16个采样保持器。

A/D模块的启动可以有多种方式：由事件管理器中的定时器启动、由外部信号启动、软件立即启动。采取哪种方式由ADC控制寄存器的配置决定。为了实现同步采样,采用了锁相环技术对系统电压锁相分频,用所得到的与系统电压同相、频率为系统电压n倍的脉冲来启动A/D模块（n为每工频周期采样次数）。

3.2 补偿分量计算

在各种文献中,提出了多种不同的补偿分量计算方法;但是,这些计算方法都涉及到坐标变换,使得计算变得复杂。我们所采用的是一种简单而实用的计算方法：有功分离法[1]。该方法不用坐标变换,在时域内就可迅速计算出补偿分量;但此法涉及到大量的连乘、累加操作,用一般的处理器计算时间很长,无法满足实时性的要求。在这里不对该方法进行详细介绍,只讲述用F240编程实现该算法的优越性。

（1） 从理论上讲,有源电力滤波器能发出任意谐波;但实际上由于受逆变电路主器件IGBT开关频率的限制,有源电力滤波器不能发出次数太高的谐波。为了保证补偿分量计算的精度,在进行计算之前要对采样信号进行数字滤波以去除频率太高的谐波。以A相负荷电流为例：假设A相负荷电流的采样值存放在9000H~903FH单元;滤波后的采样值存放在02C0H~0300H单元;滤波的系数存放在0FE00H~0FE3FH单元;0380H~03BFH单元作为中间变量,计算程序如下：

LAR AR2, #02C0H

LAR AR0, #903FH

LAR AR6, #3EH

NEXT: MAR *, AR0

LACC *

LDP #7

SACL 0H

ADRK #1

LAR AR1, #03BFH

MAR *, AR1

MPY #0

LACC #0

RPT #62

MACD #0FE00H, *-

APAC

MAR *, AR2

SACH *+, 1

MAR *, AR6

BANZ NEXT, AR6

（2） 在计算有功分离法中定义的瞬时无功时,需要进行一系列的连乘操作。利用F240的乘法器和特殊的指令MAC、TBLW可以快速实现这一操作。假设A相系统电压、B相系统电压、C相系统电压及A相负荷电流、B相负荷电流和C相负荷电流的转换结果依次存放在0200H~0380H单元,计算程序如下：

LAR AR1, #02C0H ;

MAR *, AR1 ;

LACC #0FE00H ;

RPT #00BEH ;

TBLW *+ ;

LAR AR1, #0200H ;

MPY #0000H ;

LACC #0000H ;

RPT #00BEH ;

MAC #0FEBFH,+- ;

APAC ;

3.3PWM脉冲的计算

PWM是脉冲宽度调制的简称。PWM调制就是把一个被调制的波形（要得到的波形）用一系列等幅而不等宽的脉冲来代替。在PWM波形中,各脉冲的幅值是相等的,而宽度是不同的。要改变等效输出波形的幅值时,只要按比例改变各脉冲的宽度即可。

我们计算出应补偿的谐波分量后采用等效面积法计算出脉冲宽度。等效面积法原理如图4所示。这里采用的等效面积法的基本思路是：使每一载波周期内逆变器输出脉冲的面积和同一载波周期内的补偿波形面积相等。这里不需要实际的载波,只需要载波周期就行了。等效面积法计算量很小,精度较高,在工程上运用很广,其计算公式如下：

整理,得：

式中：δ为第i个时刻负脉宽的一半;ui是补偿分量值在第i个时刻的值;Ud为直流侧电压;T为采样周期;ma为调制比。

图4 等效面积法示意图

3.4 PWM脉冲的产生

要产生一个PWM信号,需要有一个合适的定时器来重复产生一个与PWM周期相同的计数周期,一个比较寄存器保持着由δ换算的脉冲数。比较寄存器的值不断与定时器计数值相比较,当两个值匹配时,在相应的输出上就会产生一个转换（从低到高或从高到低）;当两个值再次匹配时,在相应的输出上就会又产生一个转换（从高到低或从低到高）。从PWM脉冲的计算过程可以看出：所要产生的PWM脉冲是对称的,如图5所示。我们设定定时器工作于连续加/减计数模式,则在递增计数和递减计数期间各有一次匹配,从而在输出引脚得到所需要的波形。

图5 PWM波形产生原理图

为了防止逆变器的上下桥臂直通,在F240内部专门设置了死区单元,以确保在任何情况下上下桥臂的开和关脉冲没有重叠。F240内的三个全比较单元中的任何一个都可以与EV模块中的定时器1、死区单元和输出逻辑一起用于产生一对有可编程死区和输出极性的PWM输出。只要对相应的控制寄存器作好配置,再将算好的脉宽送入比较寄存器,就可达到目的。计数器每计完一个周期都会产生中断,在中断服务程序中,更新比较寄存器的值,就可以得到连续的PWM波形。

3.5 人机接口的实现

人机接口由F206来控制,有键盘和液晶显示器,结构框图如图6所示。

图6 人机接口框图

键盘用于控制系统的工作模式对系统功能进行选择以及输入参数。显示器可以显示系统当前所处的工作状况,也可显示各种参数,如系统电压、电流的谐波含量等。

F206和F240是通过双端口RAM 进行通信的,所采用的双端口RAM 为IDT7132。进行扩展时它所占的地址为8000H~8800H。F240将采集的电压、电流数据存放在8000H~8180H单元,利用BLDD指令,F206可以快速将数据读入片内存储器,从而进行傅里叶分析以及显示等。

结束语

本文所提出的有源电力滤波器检测与控制系统充分利用了TMS320F2XX系列DSP的性能特点和内在资源。在硬件上,利用了F240的内部模数转换器和PWM控制器,不需要扩展很多外围电路,使得整个系统结构简洁、性能稳定。尤其是F240的PWM控制器,编程容易,可以独立工作,基本上不用CPU来干预,很适合于实时控制。在软件上,我们巧妙利用了几条特殊的DSP运算指令,大大提高了谐波分量的检测速度,从而实现了实时补偿。

有理由相信,随着DSP的进一步发展,DSP必将在电力系统的继电保护、谐波抑制、功率测量及灵活电力系统等方面得到广泛的运用。