问：与普通运放相比，我不太明白电流反馈运放如何工作?我听说电流反馈运放带宽恒定，不随增益变化而改变，那是怎么实现的?它与互阻放大器是否一样?

答：在考察电路之前，我们先给电压反馈运放(VFA)、电流反馈运放(CFA)和互阻放大器这三个概念下定义。顾名思义，电压反馈是指一种误差信号为电压形式的闭环结构。传统运放都用电压反馈，即它们的输入对电压变化有响应，从而产生一个相应的输出电压。电流反馈是指用作反馈的误差信号为电流形式的闭环结构。CFA其中一个输入端对误差电流有响应，而不是对误差电压有响应，最后产生相应的输出电压。应该注意的是两种运放的开环结构具有相同的闭环结果：差动输入电压为0，输入电流为0。理想的电压反馈运放有两个高阻抗输入端，从而使输入电流为0，用电压反馈来保持输入电压为0。相反，CFA有一个低阻抗输入端，从而使输入电压为0，用电流反馈来保持输入电流为0。互阻放大器的传递函数表示为输出电压对输入电流之比，从而表明开环增益Vo/Iin用欧姆(Ω)表示。因此，CFA可称作互阻放大器。有趣的是，利用VFA闭环结构也可构成互阻特性，只要用电流(如来自光电二极管的电流)驱动低阻求和节点，就可产生一个电压输出，其输出电压等于输入电流与反馈电阻的乘积。更有趣的是，既然理想情况下，任何一个运放应用电路都可以用电压反馈或电流反馈来实现，那么用电流反馈也能实现上面的I?V变换。所以在用互阻放大器这一概念时，要理解电流反馈运放与普通运放闭环I?V变换电路之间的差别，因为后者也可表现出类似的互阻特性先看VFA的简化模型(见图1)，同相增益放大器电路以开环增益A(s)放大同相放大原理图

波特图图1

VFA的简化模型差模电压(V IN+ -V IN- )，通过RF和RG构成的分压电路把输出电压的一部分反馈到反相输入端。为推导出该电路的闭环传递函数VO/V IN+ ，假设流入运放输入端的电流为0(输入阻抗无穷大)；两个输入端民位近似相等(接成负反馈且开环增益很高)。这样可得：

VO=(V IN+ -V IN- )A(s)，

V IN- =RGRG+RFVO

代入并整理得

VOV IN+ =(1+RFRG)1

1+1/LG， 其中LG=A(s)1+RF/RG

闭环带宽是指环路增益(LG)下降到1(0dB)时的频率。1+RF/RG这项称为电路的噪声增益

；对同相放大电路，它也是信号增益。从波特图上可以发现，电路的闭环带宽为开环增益A(s)与噪声增益NG的交点。噪声增益增高使环路增益降低，从而使闭环带宽减小。如果A(s)以20dB/10倍频程下降，那么放大器的增益带宽积就为常数，即闭环增益每增加20dB，相应地闭环带宽降低10倍频。

现在考虑CFA的简化模型，如图2所示。同相输入端是单位增益缓冲器的高阻输入端，反相输入端是单位增益缓冲器的低阻输出端。缓冲器允许误差电流流入或流出反相输入端，且单位增益使反相输入跟随同相输入。误差电流反映高阻节点，将误差电流转换成电压，经缓冲后输出。高阻节点阻抗Z(s)与频率相关，它与VFA的开环增益类似，直流值很高，并以20dB/10倍频程下降。

同相放大原理图 波特图

图2 CFA的简化模型

当缓冲器保持V IN+ =V IN- 时，通过对V IN- 节点处的电流求和可得到闭环

传递函数。假设缓冲器输出电阻为0，即RO=0，

VO-V IN- RF

+-V IN- RG+I ERR =0 且I ERR =VOZ(s

)

代入求解得：

VOV IN+ =(1+RFRG)1

1+1/LG，其中LG=A(s)1+RF/RG

虽然CFA闭环传递函数与V

FA一样，但CFA环路增益(1/LG)仅取决于反馈电阻RF，而不是(1+RF/RG)，这样CFA的闭环带宽将随RF的阻值改变而改变，而不是随噪声增益(1+RF/RG)的变化而变化。从波特图上可以看出，RF与Z(s)的交点决定环路增益大小，由此决定电路的闭环带宽f CL 。很显然，CFA的一个优点是增益带宽积不为常数。实际上，CFA的输入缓冲器的输出电阻RO并不是理想的，一般为20至40Ω。这个电阻的存改变了反馈电阻的大小。两个输入端电压不完全相等，把V IN- =V IN+ -IERR RO代入前面式子。求解VO/V IN+ 得

VOV IN+ =(1+RFRG)1

1+1/LG，

其中LG=Z(s)RF-RO(1+RF/RG)

反馈电阻中的附加项意味着环路增益实际在一定程度上依赖于电路的闭环增益。当闭环增益较低时，RF起主要作用；当闭环增益较高时，第二项RO(1+RF/RG)增加，环路增益降低，由此闭环带宽减小。

应该说清楚的是，如果RG断开，输出端短接到反相输入端(像电压跟随器那样)，会使环路增益非常大。对VFA而言，如果把整个输出电压都反馈回输入端，会使反馈达到最大。而电流反馈的最大值受短路电流的限制。反馈电阻越小，反馈电流越大。从图2可以看出，当RF=0时，Z(s)与反馈电阻交点的频率很高，在高阶极点区域内。对于CFA来说，Z(s)的高阶极点会造成高频相移增大，当相移大于180°时，导致电阻不稳定。因为RF的最佳值随闭环增益改变而改变，所以在确定不同增益情况下的带宽和相位裕度时，波特图很有用。减少相位裕度，增大闭环带宽，但这会在该频域内出现尖峰，在时域内出现过冲与阻尼振荡。电流馈器件的产品说明上会给出不同增益时RF的最佳值。

CFA具有优异的压摆率特性。尽管设计出高压摆率的VFA是可能的，但从内在固有特性来说，CFA的压摆率更快。传统的VFA，在轻负载时，压摆率受到内部被偿电容的充放电电流的限制。在输入大瞬态信号时，使输入级饱和，仅其长尾电路电流对补偿节点进行充电或放电。对CFA，低输入阻抗允许大瞬态电流按需要流入放大器，内部电流镜把此输入电流传输到补偿节点，实现快速充放电。理论上它和输入阶跃信号的大小成比例。压摆率增高使上升时间变快，压摆率引起的失真和线性误差减小，大信号频率响应变宽。实际上，压摆率受电流镜饱和电流(10~15mA)的限制，以及输入和输出缓冲器压摆率的限制。

问：CFA的直流精度怎样?

答：正像使用VFA一样，CFA的直流增益精度可以从它的传递函数算出，基本上

是其内部互阻抗与反馈电阻之比。典型情况下，内部互阻抗为1MΩ，反馈电阻为1kΩ，RO

为40Ω，那么单位增益的增益误差约0?1%。增益较高时，增益误差显著增大。CFA很少用于

高增益场合，尤其是当要求增益绝对准确时。在许多应用中，建立时间仍然比增益精度重要。尽管CFA具有很快的上升时间，但由于建立时间的热拖尾现象(thermal settling tails)是一种影响建立时间精度的主要因素，所以许多CFA产品说明仅给出达到0?1%精度的建立时间。现在考虑图3所示互补输入缓冲V IN+端与V IN- 端之间的失调电压为Q1的V BE 电压和Q3的V BE 电压之差。当输入为0时，两个V BE 电压应当匹配，V IN+ 与V IN- 之间的失调很小。给VIN+ 加一个正向阶跃输入信号，这会降低Q3上的V BE 电压，减少其功耗，从而增大Q3的V BE 值。连接成二极管形式的Q1上电压V CE 没有变化，因此其V BE 也不变。两个输入端具有不同的失调电压，那么会降低其精度。电流镜电路中存在同样的问题，高阻节点一个输入阶跃变化将改变Q6的V CE 值，从而改变Q6的V BE 值，但Q5的VBE 不变，V BE 的变化将造成反馈回V IN- 的误差电流，由于误差电流乘以RF将产生输出失调电压。外，各晶体管的功耗仅在一个小区域中，由于区域太小，以致器件之间达不到热耦合。在应用中，运用反相放大器结构，能消除共模输入电压，从而可降低输入级的热误差。

图3 CFA的输入级和电流镜电路

问：在什么情况下，热托尾现象会成为一个问题?

答：热拖尾现象与信号的频率和波形有关。热拖尾不会立刻出现，(由工艺决

定的)晶体管的温度系数将会决定温度改变、参数改变及恢复所需要的时间。ADI公司用高速互补双极型工艺(CB工艺)制造的运放，在高于几千赫的输入频率时并不出现明显的热拖尾现象，因为输入信号变化得太快。通信系统一般比较关心频谱特性，所以热拖尾可能引入的附加增益误差并不重要。阶梯波，如图象应用场合中用的阶梯波，在直流电平改变时，会受到热拖尾现象的不利影响，对于这些应用，CFA不能提供足够的建立时间精度。

问：现在我明白了CFA是如何工作的，但我仍不清楚在一个电路中如何使用它。CFA的反相输入端输入阻抗低是否意味着我不能使用反向放大?

答：请记住CFA的反向放大方式能够工作，因为其反向输入端是低阻抗节点。VF

A的求和节点是在反馈环路建立后，由低输入阻抗表征。事实上，因为CFA固有的低输入阻抗，使CFA反向放大方式工作得非常好，能保持求和节点处于“接地”状态，而且在反馈环建立前就具有这样的特性。在高速应用中VFA求和节点处会出现电压尖峰，而CFA电路不会有电压尖峰出现。你还可以记得CFA反向工作方式具有的优点，包括使输入压摆率达到最大和减小由于热拖尾引起的建立时间误差。

问：这就意味着我能用一个CFA构成一个电流?电压(IV)转换器，对吗?

答：对。CFA可以构成IV转换器，但有一些限制因素：CFA的带宽直接随反馈电阻的变化而改变，反向输入的电流噪声会变得很高。在放大小电流时，因为信号增益随电阻线性增大，而电阻噪声按R增加，所以反馈电阻越大，意味着信噪(电阻噪声)比越高。反馈电阻增大一倍，信号增益增大一倍，而电阻噪声仅增加到1?4倍。不幸的是，对CFA来说，噪声的作用加倍，信号带宽减半。因此，CFA电流噪声大阻碍了它在许多光电二级管电路中的使用。在噪声要求不很严格时，根据带宽要求选择一个适当反馈电阻，用另一级增加增益。

问：我注意到CFA的电流噪声很高，这会不会在使用它时会受到限制?

答：你说得对。CFA反向输入端电流噪声比较高，大约为20~30pA/Hz。但是与类似的VFA相比较，CFA的输入电压噪声非常低，一般小于2nV/Hz，而且其反馈电阻也很小，通常小于1kΩ。在增益为1时，CFA的主要噪声源是流过反馈电阻的反向输入端的噪声电流。20pA/Hz的输入噪声电流和750Ω的RF在输出端产生的15nV/的电压噪声成为主要噪声源。当增益增加时(减小输入电阻RG)，由输入电流噪声产生的输出电压噪声不会增加，这时运放的输入电压噪声成为主要噪声源。比如，当增益为10时，输入噪声电流在输出端产生的噪声电压折合到输入端仅为1?5nV/，用平方和的平方根(RSS)形式加到放大器的输入噪声电压上，这样总的输入噪声电压仅为2?5nV/(忽略电阻噪声)。因此在低噪声应用中，CFA是很吸引人的。

问：用CFA构成四电阻差动放大器会怎么样?会不会因CFA的两个输入端电阻不平衡而不适用于这类电路?

答：你问得好!这是对CFA常有的误解。CFA的两个输入端电阻确实不匹配，但理

想差动放大器的传递函数照样可以用。两个输入电阻不相同会有什么样结果?低频时，四电阻差动放大器的CMR由外电阻比值匹配情决定，0?1%的电阻匹配相应的CMR约为66dB；高频时，要关心的问题是输入阻抗形成的时间常数的匹配。高速VFA通常具有匹配得非常好的输入电容，在1MHz时CMR柯达到60dB。由于CFA的输入级不平衡，其输入电容不可能匹配好。这意味着为减少时间常数失配，在某些运放的同相输入端须接一个外部电阻(100至200Ω)。如果仔细选择电阻，那么CFA也能产生与VFA相当的高频CMR。在牺牲一部分信号带的情况下外加手调电容可以进一步提高VFA和CFA的性能。若要求更高的性能，最好选择单片高速差动放大器，如AD830。无需电阻匹配，它在1MHz时CMR大于75dB，在10MHz时CMR约为53dB。

问：你认为用反馈电容调节放大器带宽情况会怎样?反相输入端低阻抗会不会使CFA对此节点上的旁路电容敏感性减小?容性负载情况又会怎样?

答：首先考虑在反馈环路上有一个电容的情况。对于VFA，在噪声增益范围内，会产生一个极点，但对CFA，在其反馈电阻范围内要出现一个极点和一个零点，如图4所示。请记住，反馈电阻与开环互阻交点处的相位裕度决定闭环稳定性。电容CF与RF并联后的反馈电阻为：

ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］1+sCFRFRG

RORFRG+RFRO+RGRO1_sCFRF

图4 电容反馈电容的作用

极点出现在1/2πRFCF，零点出现在1/［2π(RF∥RG∥RO)CF］。如果ZF与Z

OC 交点处频率太高，开环相移太大会引起不稳定。对于积分电路，若RF→∞，极点出现在低频处，在高频处几乎没有电阻限制环路增益，为限制环路高频增益，用一个电阻与积分电容串联用来限制高频环路增益，这样可以稳电流反

馈积分器。CFA不适用于电抗反馈型滤波器结构，例如阻容并联的反馈滤波器，但用CFA构成的SallenKey滤波器除外，因为它被用作固定增益单元电路。总之，不希望在CFA的RF两端并接电容。另一个要考虑的问题是CFA的反向输入端旁路电容的影响。记得VFA，旁路电容会在噪声增益上建立一个零点，增加噪声增益与开环增益间的闭合速度(rate of closure)，若不进行频率补偿，产生过大的相移会导致电路不稳定。对CFA，旁路电路有同样的影响，只不过此问题讲得较少。附加输入旁路电容的反馈电阻表达式可写作：

ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］［1+sC IN RFRGRO］RFRG+RFRO+RGRO］零点出现在1/［2π(RF∥RG∥RO)C ON ］，见图5中f Z1 。这个零点使CFA产生和VFA一样的麻烦，只是由于反相输入阻抗低，零点的转折频率变高。考虑宽带VFA的RF=750Ω，RG=750Ω，C IN =10pF，在1/［2π(RF∥RG)C IN ］处的零点频率约为40MHz，RO为40Ω而其它电路参数完全相同的CFA将把零点抬高到400MHz左右。对于单位增益带宽都为500MHz的两种运放，VFA需要有反馈电容补偿，以减小C IN 的影响，同时要减小信号带宽。CFA虽然因零点会有一些附加的相移，但由于转折频率高十倍，受C IN 的影响就没有VFA那么大。CFA的信号带宽比VFA要大，若要求通带内平坦或脉冲响应最优，也可以进行补偿。为减小ZF和Z OL 之间的闭合速度，加一个小电容并联在RF上，就可以改善响应。要至少保证45°的相位裕度，应当选择反馈电容放到ZF与ZOL 相交的极点处，如图5中fP点。请不要忘记反馈电容所产生的高频零点f Z2

的影响。

图5 反相输入端旁路电容的作用

CFA中负载电容呈现出和VFA中一样的问题：增加误差信号相移，引起相位裕度变小，可能产生不稳定。处理容性负载有几种公认的电路方法，但对于高速运放，最好的方法是在运放的输出端串联一个电阻(见图6)，在反馈环的外面有了与负载电容串接的电阻，放大器不直接

图6 驱动容性负载的串联输出电视

驱动纯容性负载。CFA还可嫌加RF以减小环路增益。不管采用什么方法，带宽、压摆率及建立时间总会有些损失。最好根据要求的特性，如最快上升时间、达到规定精度的最快建立时间、最小过冲或通带平坦性，用实验方法对具体放大电路进行优化。

问：为什么你们的CFA没有一个能提供真正单电源工作且允许信号摆幅达到一个

或两上电源限?

这是人们喜爱VFA电路结构的原因之一。放大器要给出良好的电流驱动能力。并且使信号摆幅接近电源电压，通常采用共射输出级，而不是一般的射极跟随器作为输出级。共射极输出级允许输出摆幅接近电源电压，仅相差输出晶体管的V CE 饱和压降。在现有的制造工艺中，这类输出级不会提供射极跟随器那样的速度，其部分原因在于它增加了电路的复杂性且有较高的固有输出阻抗。由于CFA是专门为超高速运放和电流输出发展起来的，所以输出级用射极跟随器电路是其特有的设计。随着高速运放制造工艺的发展，例如ADI公司的超高速互补双极型工艺(XFCB)，现在已经能够设计出共射极输出超高速运放(例如AF8041)，其带宽为160MHz，压摆率为160V/μs，+5V单电源供电。这种运放采用电压反馈，虽然在某种程度也使用了电流反馈，其速度还是受输出级限制。采用XFCB工艺制造的射极跟随器作为输出级的VFA和CFA的压摆率，都比AD8041快得多。另外，单电源运放输入级采用PNP差动对管，允许共模输入范围低到电源下限(通常是接地电位)。要为CFA设计出这样的输入级，是目前面临的主要问题。

然而，CFA可以用于单电源应用场合。ADI公司提供了许多+3V和15V单电源工作的运放。必须牢记的是，在应用中，只有信号在允许的输入电压和输出电压范围内，器件才会在偏离单电源情况下工作得很好。这就要求电平移动或交流耦合，并且偏置到适当范围。在大多数单电源系统中，已经考虑到这种要求。如果系统动态范围必须达到电源的正负限之一或两者，或者如果是在交流耦合应用中要求有最大余量(headroom)，CFA可能就不是最好的选择。当驱动大负戴时，正负电源限之间的输出摆幅性能也是一个考虑因素，在驱动50Ω或75Ω电缆时，许多电源正负限器件的输出并不能接近电源限，因为输出电流增加时，V ＣＥＳＡＴ 饱和电压也增大。如果你确实需要电源限输出性能，那就不必选用CFA。如果你要求超高速和电流输出，这才是CFA独特之处。