RCC器件的应用电路

典型的RCC电路需要约50个分立元件，设计和调试非常困难，可靠性也不够高。为了解决这个问题，设计了一款RCC集成器件，分立器件输入侧只有8个分立元 件，输出侧有2个分立元件，如果将三极管13001、二极管VD2和电容C4封装进器件的话，分立元件将减少到7个，提高了集成度，将是最简洁的RCC电 路。该应用电路的整流滤波电路由二极管VD5和电容C5构成;转换器采用双绕组的反激变换器，功率管选用的型号为13001，启动电路由电阻R6、电容 C6串联构成，反激式开关电源集成电路的引脚FB与转换器中的次级线圈相接，引脚SW与功率管13001的发射极相接，功率管13001的集电极与主线圈 相接，引脚VCC与电容C6的正极相接，引脚GND接地。

85～220 V交流输入先经过VD5、C5，波形由交流转化为纹波比较大的直流电压，由于上电时电容C6的电压为O V，所以引脚SW的输出管为关断状态，电源通过电阻R6对电容C6充电，当电容C6充电到反激式开关电源集成电路的启动电压时，反激式开关电源集成电路开 始正常工作，其内部的振荡器开始启动，SW输出大占空比开关信号去控制输出功率管13001，使得功率管13001也跟着开启和关断，当功率管13001 开启时，功率管13001集电极的电压为低电压，这样通过变压器感应到输出和引脚FB的电压均为负电压，当13001关断时，由于电感的电流不能突变，所 以功率管13001主线圈上会产生反冲电压，变压器的输出线圈和辅助线圈会耦合出正电压，这时输出的整流二极管VD7导通，电容C6和C8充电，功 率管13001在一次开启时，输出线圈和辅助线圈上的耦合电压为负电压，电容C6和C8上的电压可以维持反激式开关电源集成电路的工作电流和输出负载的工 作电流。如此循环，系统可以持续的工作下去;输出端的电压控制是由反激式开关电源集成电路内部的过压保护电压控制，当输出负载减小时，VCC的电压上升到 过压点，反激式开关电源集成电路内部会将SW关断，这时功率管13001不会导通，直到VCC电压放电到过压点以下，SW才会开启，这样反激式开关电源集 成电路就会进入间断工作模式(几个周期工作，几个周期不工作)，工作频率会降低。输出电压可以维持在一个恒定值。

RCC器件的内部结构

图1是RCC内 部结构原理图。反激式开关电源集成电路包括振荡器、小占空比产生电路、占空比选择电路和消隐电路。振荡器与小占空比产生电路相连接，振荡器与小占空比产生 电路分别与占空比选择电路相连接，占空比选择电路与消隐电路相连接，欠压锁定(UVLO)是整个反激式开关电源集成电路的启动电路，控制反激式开关电源集 成电路的启动与关断，保护电路与输出驱动管VMO连接，消隐电路也控制输出驱动管VMO，二极管VD8直接连接引脚FB和引脚VCC，与反激式开关电源集 成电路外围的电容(即图l中的C6)构成整流滤波电路。

图1 RCC内部结构原理图

当电源电压VCC上升到欠压锁定(UVL0)电路的开启电压时，电路开始工作，振荡器、小占空比产生电路、占空比选择电路、消隐电路启动，此时SW端口跳 变，后备电源启动，对引脚FB充电，随着引脚FB电压的上升，当超过VCC电压时，二极管VD8导通，后备电源对VCC提供工作电流。振荡器提供一个占空 比为12%振荡频率为40 kHz方波，随着VCC电压继续上升，当上升到钳位电路的箝位电压点时，反激式开关电源集成电路会切换到小占空比(4%)状态下工作，这时输出电压将会下 降，但是不会马上切换到大占空比状态，直到VCC电压低于过压点时，才会回到大占空比状态，这时工作频率会上升，可以避免反激式开关电源集成电路的工作频 率低于20 kHz;当反激式开关电源集成电路的输出负载增加时，电感反激时的能量不足以提供系统输出的能量，VCC电压会 下降，当电压下降到反激式开关电源集成电路的欠压点时，反激式开关电源集成电路将会全部关断，等待重启，这时系统进入打嗝模式。如果反激式开关电源集成电 路的工作温度过高时，反激式开关电源集成电路的过温保护会将输出SW关断，这时VCC电压会持续下降，一直下降到欠压点电压，反激式开关电源集成电路关 断，等待重启，反激式开关电源集成电路也会进入打嗝模式。

根据图1构成的应用电路，1个单节锂电池充电器的测试数据如表1、表2所示。图2为电流的瞬态特性图。

图2 负载动态特性

通过表1和表2的数据可知，该器件基本达到了设计标准，但仍存在以下问题：启动电流偏大；过压电压与启动电压太接近；工作频率偏小，需要通过后续设计进行改进。