引言

射频识别系统包括阅读器和电子标签两个部分。美国Auto-ID中心的900MHz Class 0 RFID标签协议定义了一种适用于电子产品编码(EPC)的超高频标签的技术细节。电子标签主要包括以下三个部分：模拟射频接口、数字控制模块和EEPROM模块。其中模拟和射频模块包括天线接口、整流电路、振荡器、电源稳压电路、解调电路、反射调制电路。标签中的振荡器模块主要为反射调制信号提供一个较为准确的时钟，用以精确地控制副载波的频率以及提供整个标签数字电路的工作时钟。振荡器的设计直接影响到整个电子标签的性能。

本文介绍了电子标签中的频率校准原理、振荡器的模块划分和频率综合原理，设计了低电压低功耗振荡器。

频率校准原理

除了天线以外，电子标签芯片没有外接元件，没有外接晶振用来校准片内频率。由阅读器到标签的编码传输特点可知，阅读器也不能给电子标签提供实时的参考频率源。因此采用如下的方法来进行时钟校准：标签上的振荡器处于自由振荡状态，三分频后尽量接近2.2MHz。阅读器在和标签进行通信之前，先发送一个时钟校准信号来校准标签上的时钟，如图1所示。时钟校准信号一共是8个周期，每个周期的宽度为116μs。

图1阅读器到标签的时钟校准信号

时钟校准过程如下：当标签刚上电时，标签上的振荡器处于初始状态，假定振荡器的自由振荡频率偏差范围为±50%，逐次逼近寄存器用于控制振荡器的振荡频率，初值设定为“10000000”(S7S6S5S4S3S2S1S0)，左边第一位是MSB，右边第一位为LSB，处于调整范围的中间。在每个校正脉冲结束的下降沿，读取计数器中的值，如果值为256，说明振荡器频率在要求的范围内，寄存器中S7保持原有的值，振荡器保持自由振荡频率；如果计数器大于256，则寄存器中的值设定为“01111111”；如果计数器中的值小于256，则寄存器的值设定为“10000000”。当第二个时钟校准信号来到后，如果计数器中的值小于或等于256，则S6等于“1”，如果计数器中的值大于256，则S6等于“0”。以后的时钟校准依此类推。当最后一个时钟校准脉冲结束后，在理想情况下，振荡器输出的频率精度可以达到±0.391%(即±50%/27)。在不同环境以及各种噪声的影响下，标签振荡频率最坏情况下的偏差不能超过±2.5%。

振荡器必须提供两种频率：2.2MHz(用以反射数据“0”以及做时钟校正)和3.3MHz(用以反射数据“1”)。因此片内振荡器的输出频率为616MHz，二分频之后为3.3MHz，三分频之后为2.2MHz，另外，6.6MHz的时钟还可以给标签内部的EEPROM电荷泵提供时钟。其中，反射调制的时钟占空比为约50%。

根据以上的分析，本文提出了电子标签内振荡器模块和频率综合原理，如图2所示。图2(a)中振荡器模块分为时钟校准使能模块(calibrationstart)、计数器(counter)、逐次逼近计数器(SAR)、振荡器模块(OSC)、频率选择模块(frequencyse2lect)和后向散射模块(backscatter)。图2(b)是频率综合的示意图。当得到校准后的6.6MHz时钟后，二分频得到3.3MHz的时钟，而为了得到占空比为2.2MHz的时钟，先由6.6MHz的时钟得到两个占空比为1/3的时钟，把这两个信号进行或运算后，占空比为50%。

振荡器的分析和设计

整个振荡器功耗是标签内时钟发生器的主要部分，因此本文的重点是实现一种低电压低功耗的振荡器。文献提出了一种频率稳定的CMOS环形振荡器，它采用了级联倒相器的结构，并且在MOS管的源串联大阻抗元件，使电阻和电容的乘积约为常数，用这种办法降低振荡频率的电源依赖性但是这种结构的缺点是电路不适合低电压的工作，输出频率随工艺的变化较大，频率校准困难。根据上述要求，本文提出了通过调节偏置电流的方法来调节输出频率的低电压低功耗振荡器，克服了以上的困难，得到了较好的性能，如图3所示。

图2振荡器模块和频率综合 (a)振荡器电路框图； (b)标签内频率综合

图3振荡器电路图

图3是振荡器的详细电路图，可以分为以下几个模块：基准电流源产生电路，用于调节偏置电流的开关电流源阵列，以及环形振荡器和弛豫振荡器。基准电流源产生的偏置电流为

其中K为M2和M1的比例。由(1)式可知，偏置电路的电流值与电源电压值无关，并且具有较好的电源抑制比和温度系数，非常适合在低电压和电压波动比较大的环境中应用。图4中M5是启动电路，当偏置电路正常工作的时候，M5处于截止状态。Rs是可调电阻，可以调节电路的功耗，典型值为10kΩ。在温度特性方面，输出电流随温度的变化约为10-3。

图4振荡器的环路模型

调节电流的开关电流源阵列用于产生二进制权电流[5，6]。选取电流分割比例为2，因此晶体管Mb的宽长比是晶体管Ma的两倍。由于最小的电流值比较小并基于晶体管匹配方面的考虑，晶体管Mb的宽和长分别为4和2μm。数字信号的开关则对每个权电流选通，选通的权电流相加后就是振荡器的偏置电流。这种权电流分隔技术的优点是面积很小，精度较高，避免了过多晶体管导致的寄生电容过高等不利因素，大大节省了芯片面积。振荡器采用环形振荡器和弛豫振荡器两种方案。其中环形振荡器的输出频率为

弛豫振荡器的输出频率为

其中Vsw是振荡器的振荡幅度；CL是环形振荡器每一级的电容负载；Cc是弛豫振荡器的充放电电容；Ic是偏置电流。从(2)和(3)式可以看出，当电容CL和Cc不变，两种振荡器的振荡幅度也不变时，振荡器的输出频率也不变。当电源电压降低时，偏置电流和振荡摆幅都降低，使得振荡器的输出频率相对稳定。

利用以上的参数，参考相关的锁相环理论[7]，建立了环路模型，如图4所示。其中RegVal是SAR改变取值的阈值，Comp是比较模块，SAR是逐次逼近寄存器，Conv是数字控制字到偏置电流的变换，Ibias是用于控制振荡器频率的偏置电流，Kcco是振荡器的电流控制增益。计数器对N分频以后的频率进行计数，然后和RegVal进行比较。当每一个数字校准周期到来时，振荡器的输出频率为

其中寄存器的值为

对环路进行系统仿真，得到逐次逼近寄存器值随校准周期的变化情况，如图5所示。其中CaseA是振荡器初始频率较小的情况，CaseB是振荡器初始频率较高的情况。

图5振荡器数字控制字的仿真结果

当振荡器处于初始振荡状态时，由于工艺、温度、电源电压、负载等引起振荡器初始输出频率的最大偏差为

经过计算，当电流偏差为1%，电源电压偏差为20%，负载电容偏差为40%时，环形振荡器的输出频率偏差为±39%，而由于振荡器的增益较小，弛豫振荡器输出频率的偏差为±38%。两者都在±50%的范围以内，经过调整，能够保证最后输出频率的精度。

测试结果和分析

电路在Chartered0135μm标准CMOS工艺流片，测试结果如图6和7所示。图6(a)是环形振荡器时域上的输出波形，当逐次逼近寄存器的值为“10001100”，电源电压为2V左右时，环形振荡器的输出频率在6.6MHz附近。为了得到输出频率的偏差，采用了从频域上估算的方法，如图6(b)所示，对输出波形进行频谱分析，然后测量基频的漂移，由信号与系统的理论可知，基频主峰的漂移可以认为是输出频率的偏差。对5100个主峰进行采样后分析，可以看出频率偏差基本符合高斯分布，最大峰峰值的偏差为220.0kHz，标准方差为42.28kHz，主峰值的数学期望为6.49MHz，因此频率偏差为±1.69%。

图6环形振荡器的输出频率测试结果 (a)时域测试结果； (b)频域测试结果

图7(a)是数字控制字和振荡器输出频率的关系。两种振荡器的分段线性度较好，在MSB进行切换的时候，即二进制权电流源的MSB位电流和其余几位的权电流之和之间有一些偏差，这是在芯片制造过程中的工艺偏差和晶体管的二阶效应造成的。

图7(b)是环形振荡器输出频率和电源电压的关系。从图中可以看出，当电源电压在1～2.2V之间时，振荡器输出频率的变化较小，表明振荡器适合低电压的工作场合，当标签的整流电压出现较大的偏差时，输出频率变化很小，可以很快调节回来。从图中可以看出，振荡器的振荡曲线和偏置电路的工作曲线是一致的。当电源电压小于1V时，偏置电路不能正常工作，当电源电压高于2.2V时，偏置电路中的启动电路M5开始导通，引起偏置电流增长较快，从而使得振荡器的输出频率也增长很快。当电源电压在两者之间时，偏置电路输出电流很稳定，基本不随着电源电压的变化而变化，从而振荡器的输出频率也基本不变。

图7振荡器的部分测试结果

(a)两种振荡器数字控制和输出频率的关系；

(b)环形振荡器输出频率、偏置电流和电源电压的关系

测试工作中还做了环形振荡器和弛豫振荡器的比较。环形振荡器比弛豫振荡器更有优势，环形振荡器的最低工作电压约为1.2V，而弛豫振荡器的最低工作电压为1.5V左右。如图7(a)所示，环形振荡器的输出频率范围更宽，输出频率最高为17MHz，弛豫振荡器的最高输出频率约为8MHz。在功耗方面，环形振荡器消耗的平均电流约为6.5μA@2V电源电压，而弛豫振荡器由于采用了双端变单端等电路，消耗的平均电流约为13.6μA@2V电源电压。

由于条件的限制，这里仅给出了环振的温度仿真结果，如图8所示。仿真结果表明振荡器能在-20～100℃的温度范围内工作，得到的输出频率温度敏感度约为617kHz/℃。由温度引起的频率偏差能够由数字校准很快校准回来。

图9是芯片的照片，不包括Pad时，振荡器的面积约为240μm×175μm。

图8环形振荡器的温度特性仿真结果

图9芯片照片

结论

本文提出了一种适合于射频识别标签应用的低电压低功耗振荡器的设计方法，分析并设计了两种低电压低功耗的振荡器，并且通过了流片验证。测试结果表明振荡器能够符合协议的要求。