在使用模数转换器(ADC)进行设计时，人们很容易错误地认为，缩小输入信号以满足ADC的满量程范围，会造成信噪比(SNR)的明显降低。需要处理宽电压摆幅的系统设计人员对此更是尤为关注。此外，与较高电压供电的ADC相比，低压供电(5V或更低)的ADC更是种类繁多。较高电压供电通常会导致更大的功耗和更复杂的电路板布局(例如，需要更多的去耦电容)。

传感器或系统产生的许多信号都是双极性高压信号(如广泛使用的±10V信号)。不过，有很多简单的方法可以使这种信号通过ADC；也可以采用各种集成高压ADC解决方案：可处理这种满量程的大输入信号，而又不牺牲SNR。这些解决方案需要极高的供电电压来满足输入范围的要求，并且其功耗也相当大(图1)。这些高压ADC还缩小了信号调理(运放)解决方案的选择范围。如果信号需要与高压和低压输入组合多路复用，系统成本会大幅提升(图2)。

还可以使用输入放大器对信号进行缩放，使其与低压ADC的满量程输入范围相符合。这种信号调理电路可以连接到一个多路复用输入，从而使所有的信号都能与ADC的范围相符合(图3)。

当使用放大器进行信号电压缩放时，噪声以放大器输入为参考。此时，有两个主要的噪声源：放大器本身的输入参考噪声，以及ADC的缩小输入参考噪声。这两个噪声源按照二次项的方式组合。此外，放大器的噪声还会通过ADC的输入带宽以及放大器与ADC输入之间的抗混叠滤波器进行滤波，参见图4.

图4:缩放放大器引入噪声，但噪声由RC电路和ADC的输入网络滤波。

系统SNR(放大器输入端)的计算公式为：

式中： VnADC为ADC的输入RMS噪声;VnOPA为放大器的输入参考噪声(输入参考的X倍)=单极点-3dB频率。

给定ADC的满量程范围、ADC的输入参考噪声和放大器的比例因子后，有两个变量会影响到SNR损失降低的目标：滤波器的截止频率和放大器的输入参考噪声。

如果信号源具有低频分量，可以设计滤波器，使放大器能够容许较大的输入噪声(较高的输入噪声通常与较低的功耗和成本有关)。如果ADC限制了系统的带宽，放大器需要具有足够低的输入参考噪声，以便把SNR损失控制在可接受的范围内。

举例来说，给定一个±10V输入信号和一个SNR为92dB的5VP-P满量程范围ADC,则比例因子(输入与满量程范围之比)为4.数据表中的ADC输入参考噪声为44.4nV RMS .假设滤波器的截止频率为10kHz,放大器的输入参考噪声为10nV/ (Hz) 1/2,则SNR的损失为：SNR(loss)=0.035dB.

如果没有滤波器，并假定ADC带宽为10MHz,为了达到相同的SNR损失，所需的输入参考噪声则变为0.3nV/(Hz) 1/2,这一要求非常严格。

对于10MHz相同带宽的ADC,如果允许SNR(loss)=0.5dB,则对放大器的噪声要求为4nV/(Hz) 1/2,相对来说较容易实现。

因此，如果给定了系统带宽和可容许的SNR损失，增加比例放大器以使高压信号转换到满量程范围的低压ADC,将是完全可行的解决方案。当把多路不同摆幅的信号馈送到一个多路复用的低压ADC时，这种解决方案能够实现高性价比的系统。