摘要：为解决直流逆变交流的问题，有效地利用能源，让电源输出最大功率，设计了高性能的基于IR2101最大功率跟踪逆变器，并以SPMC75F2413A单片机作为主控制器。高电压、高速功率的MOSFET或IGBT驱动器IR2101采用高度集成的电平转换技术，同时上管采用外部自举电容上电，能够稳定高效地驱动MOS管。该逆变器可以实现DC/AC的转换，最大功率点的跟踪等功能。实际测试结果表明，该逆变器系统具有跟踪能力强，稳定性高，反应灵敏等特点，该逆变器不仅可应用于普通的电源逆变系统，而且可应用于光伏并网发电的逆变系统，具有广泛的市场前景。

随着工业和科学技术的不断发展，对电能质量的要求将越来越高，包括市电电网在内的原始电能的质量可能满足不了设备要求，必须经过电力电子装置变换后才能使用，而DC／AC逆变技术在这种变换中将起到重要的作用。根据市场趋势，逆变器的选型安装越来越倾向于小型化、智能化、模块化等方向发展，其控制电路主要采用数字控制，系统的安全性，可靠性以及扩展性，同时将各个完善的保护电路考虑其中。因此，这里提出一种基于IR2101的最大功率跟踪逆变器设计方案。

1 IR2101简介

IR2101是双通道、栅极驱动、高压高速功率驱动器，该器件采用了高度集成的电平转换技术，大大简化了逻辑电路对功率器件的控制要求，同时提高了驱动电路的可靠性。同时上管采用外部自举电容上电，使驱动电源数目较其他IC驱动大大减少，在工程上减少了控制变压器体积和电源数目，降低了产品成本，提高了系统可靠性。

IR2101采用HVIC和闩锁抗干扰制造工艺，集成DIP、SOIC封装。其主要特性包括：悬浮通道电源采用自举电路；功率器件栅极驱动电压范围10～20 V；逻辑电源范围5～20 V，而且逻辑电源地和功率地之间允许+5 V的偏移量；带有下拉电阻的CNOS施密特输入端，方便与LSTTL和CMOS电平匹配；独立的低端和高端输入通道。IR2101的内部结构框图如图1所示。

图1 IR2101的内部结构框图

图1中，HIN为逻辑输入高；LIN为逻辑输入低；VB为高端浮动供应；HO为高边栅极驱动器输出；Vs为高端浮动供应返回；Voc为电源；LO为低边栅极驱动器输出；COM为公共端。

2 系统硬件设计

根据系统设计功能需求，其硬件组成框图如图2所示。该系统硬件设计是由SPMC75F2413A单片机主控制器模块、外部供能系统（普通或光伏）、斩波电路模块、IR2101逆变电路模块和最大功率跟踪外部电路模块组成。通过最大功率跟踪外部电路模块检测外部电压，将检测值返回到SPMC75F2413A主控制器中。斩波电路模块通过主控制器对其控制，实现最大功率跟踪。外部供能系统是为各个模块提供电源。IR2101逆变电路模块主要实现DC／AC的转换，并由斩波电路为其提供最大功率点的电能。

图2 系统硬件总体设计框图

图2中的SPMC75F2413A单片机正常工作电压为5 V。但是其他模块所加的电压不同，斩波电路模块与IR2101逆变电路模块所加的电压为15 V。因为IR2101的正常工作电压为10～20V。

2．1 IR2101逆变电路

IR2101逆变电路原理图如图3所示，H1、H2为IR2101集成驱动芯片，VQ1、VQ2、VQ3、VQ4为MOS管，Up、Un、Vp、Vn是SPMC75F2413A单片机中输出的两相四路PWM波。其中Up、Un是一相PWM波的上下臂，Vp、Vn为另一相PWM波的上下臂，由于单片机中输出的PWM波不能驱动大功率MOS管，因此利用IR2101的电容自举功能，通过二极管VD1、VD2（采用肖特基管所具有的快恢复功能，提升电容充电电压，关断过程减少消耗能量）对自举电容C1、C2进行充电，以此提升驱动MOS管的信号电压，使其具有扩大信号输出的功能，扩大后的信号PWM波就能有序地控制VQ-1、VQ2、VQ3、VQ4的通断，在逆变电路中同一相的上下臂的驱动信号是互补。

图3 IR2101逆变电路原理图

当Up输入高时，HO输出也为高，通过IR2101的电容自举功能，就能控制VQ1导通，此时由于LO输出为低，不能驱动VQ2，因此VQ2处于关断状态，同时Vp也输入一个高电平，即HO为高，使VQ4处于导通状态，而此时VQ3处于关断状态，因此T1→VQ1→R5（负载）→VQ4→GND形成一个通路。反之，当Up、Vp为低电平，Un、Vn为高电平时，即电流的主要流向为T1→VQ3→R5（负载）→VQ2→GND，4个MOS管开关器件有序地交替通断，进而在R5（负载）处形成了交流电。在实际应用中为了防止上下臂同时导通而造成短路，在软件设计的过程中，添加了死区时间，来保护整个电路。

2．2 斩波电路

斩波电路原理图如图4所示，该电路主要用于进行最大功率跟踪，其电源为独立电压源，R6（30 Ω／30 W）为功率电阻，其主要作为电源内阻，R7、R8是为了检测负载端的电压值而形成的分压电路，通过Ud1进行检测，将检测结果返回到单片机中进行处理，通过调节PWM波的占空比，进而控制VQ5开启与关断的时间。当检测到Ud1X（R7+R8）／R8的值大于一半时，单片机就会将斩波电路的占空比调大，让其通过的电压增大，进而使其值接近光伏电池的一半，如果检测到其值小于一半的时候，会将占空比调小，让其通过的电压变小，这样通过跟踪电压来实现频率的跟踪功能。

图4 斩波电路原理图

2．3 最大功率跟踪模型分析

本设计为了实现最大功率的跟踪模型，如图5所示电路，使得内阻R8和外阻Rb相等，Ud的电压为电池电源的一半就可以得到电池输出功率最大了，这种情况应用于线性电路中，但是在非线性电路中也可以利用这个原理，本项目通过电压跟踪的功能，实现最大功率的跟踪，主要通过调节PWM波的占空比大小实现本功能。

图5 最大功率的跟踪模型

3 系统软件设计

A／D采样函数流程图如图6所示，此函数主要是用于采集负载端的的电压值，最后转换为幅度调制系数。本此函数中使用了CMT0定时器中断，在此中断中进行了A／D采样，将采集的电压值与换算后的电源电压中点值Vmid（见图4，即利用R7、R8组成分压电路，R7：R8=9：1），进行比较，当差值的绝对值大于100的时候，判断为采集值出现异常，强制将电源电压转换后的中点值转换为幅度调制系数，当二者之间的差值的绝对值小于100时，将差值加到Vmid上，然后再转换为幅度调制系数，最后返回中断。

图6 A／D采样函数流程图

在本函数中斩波电路的PWM中断使用了TPM2中断，在此中断中使用了幅度调制系数去调节斩波电路的PWM波的占空比，进而实现电压的跟踪功能，最终是实现最大功率的跟踪。斩波电路PWM中断子函数流程图如图7所示。

图7 斩波电路PWM中断子函数流程图

4 最大功率测试结果

对斩波电路后的J2点进行测试的，将J2点处接1个30 W／30 Ω的功率电阻作为负载，测试出表1中的各项数据。

表1 测试结果

5 结束语

本设计方案采用具有出色性能的定时器PWM信号发生器组的16位结构的微处理器SPMC75F2413A单片机进行设计，主要利用了此单片机的PWM信号发生器组产生控制逆变电路和斩波电路的PWM波，还利用了IR2101的自举功能，对功率MOS管进行有序驱动，实现逆变，控制斩波电路的PWM波占空比，实现了最大功率的跟踪逆变器的设计。通过验证，输出的正弦交流信号十分明显，并具有最大功率的跟踪功能。