图1和图2中的正波峰检测器电路不需要整流二极管，而使用了一个源极开路输出的 TI TLC372快速比较器IC1。这两种检测器都简单而廉价，可为VOUT提供一个缓冲的低阻抗输出。另外，TLC372的典型输入阻抗高达1012Ω，因而无需任何输入缓冲级。如图1所示，运放IC2A输出端的检测器输出电压为比较器施加一个反馈信号，用作与输入信号振幅比较的基准电平。当第一次加上输入信号VIN时，保持电容器C1上的电压为0V，VOUT也是0V。

当输入信号比输出电压超出得更多时，比较器内部的输出MOSFET导通，并通过R1吸收电流。由于R2值相对较大，充电电流从IC2A的输出端流入C1。经过几个周期的输入信号后，C1上充入电荷逐渐增多，VOUT值上升到略高于VIN的峰值。一旦VOUT略大于VIN后，IC1的输出MOSFET保持关断，C1再没有后续的充电电荷了。

于是，C1上存储的电荷开始通过R2放电而逐渐消耗，并通过偏置电流路径进入IC2A的反相输入端。VOUT逐渐降低到略低于VIN的峰值电平。下一个VIN的正波峰进入IC1时，IC1从R1吸入电流，为C1充满电荷。这个过程在VOUT端产生一个直流电平，其值接近输入波形的正向峰值电平。R1、R2和C1的值决定了VOUT上的纹波电压。

IC2A的反相输入端保持为虚拟的地电位，因而无论何时IC1的输出MOSFET导通，R1上的电压都近似等于负的供电电压，即－Vs。因此，使用小阻值的R1可以使进入C1的电流脉冲相对较大，这样，电路就可以对输入信号幅度的突增做出更快的响应，即“快速上升”响应。但是，如果R1的值过小，则VOUT上的正向纹波也会过强，导致VIN峰值处产生突发的振荡。

当R2值已知时，C1值就决定了电路的“延迟时间”。较大的电容量可将VOUT的负向纹波减至最小，这在处理低频、低占空比脉冲串时可能很有用。然而，若C1值过大，则检测器对输入信号幅度突发衰减的响应会过于迟钝。注意，C1也会影响信号电平上升时间，例如，电容值加倍会使电路达到VIN峰值电平的时间也翻倍。

比较器的反馈路径中含有运放IC2A，所以IC2A的偏移与误差对电路的精度没有影响。在低频至中频范围内，只有比较器的输入偏移误差会影响检测器的整体精度。在高频时，比较器的响应时间成为一个主要因素，它会降低 VOUT精度，特别是当频率增加时, 情况会更糟。除了这些局限以外，电路从约50Hz至500kHz 频率范围内都能够很好的工作。图2和表1显示的是三种 VIN 峰值电平下，测试电路的正弦波频率响应与 VOUT 误差的关系。

示波器图显示的是 400 kHz 时电路对 500 mV 峰值正弦波的响应情况，其中输出电压为 488 mV，只略低于正波峰（图 3）。该电路除了有出色的正弦波响应以外，还能对占空比低至 5% 的方波表现出良好的效果。注意，IC2A的反相输入端的虚拟接地限制了VOUT只能为正电压。因此，电路只响应真正的正电压波峰，即高于0V的电压峰值。如果输入信号全部低于0V，VOUT只表现为平直的0V电压。

R3、C2和IC2B构成低通滤波器和缓冲器，虽然不是电路运行的必要部分，但可以将VOUT上的开关噪声降低到最低。然而，运放IC2B固有的偏移误差会影响滤波器的输出电压。

图 4 是该电路的一个单电源供电版本，其中 RA 和 RB 在 IC2A 的正相输入端设定了一个基准电压 VREF，从而IC2A 在反相输入端保持一个等于VREF 的虚拟电位。因此，当VIN 超过 VOUT 时，比较器的输出端 MOSFET 导通，将输出电压下拉至0V，在R1上表现为一个等于VREF的电位。然后再为C1注入一个等于 VREF/R1的电流脉冲。大多数情况下，电路的行为与图1中电路的一样。在双电压线路版本中，VOUT不能低于运放非反相输入端的电位。因此，即使VIN不需要中心定位在等于VREF的电位，但VIN的正向峰值电压必须超过VREF，电路才能正常工作。

选择VREF值时，要检查运放IC2A和比较器IC1的输入、输出共模电压范围，以及输入信号的最大峰峰摆幅。例如，将正的供电电压VS设为10V，并设定RA=RB，使VREF=5V。检测器可以接受从0V至约8V摆幅的输入信号，因此检测的正波峰电压为5V至8V。记住要按照选定的VREF选择R1的值。