0 引言

随着无线通信技术的发展，信号的传输量、传输速度都有很大的提升，对于手持设备，从最初的2G文字时代到3G图片时代，再到现在的4G视频时代，每个时代都伴随着新技术的产生。4G系统(即LTE系统)是3GPP系统指定的下一代系统，其两大主要特点是多输入输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)和正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)，4G系统可以提供高达100 Mb/s甚至更高的数据传输速率，不仅支持语音业务，还能支持视频等业务。随着传输速率的提高，信号的峰均比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)也会提高。对于2G和3G系统(如WCDMA、EDGE)，其PAPR约为3.5dB，但对于LTE系统，由于采用了正交频分复用的调制方法，其PAPR会上升到8～10 dB，如图1所示。高PAPR信号会对手持设备中的功率放大器产生更高的需求，为了保证信号的线性度，功率放大器往往要进行功率回退，这样降低了功率放大器的工作效率。同时一般的手持设备中的功率放大器常使用线性稳压电源（LDO）进行供电，功率放大器只能在达到峰值功率时提供最高效率，而大部分时间功率放大器都无法有效利用输入的功率，无用功率会转变为热能，这会降低功率放大器的工作效率，使得部分电量白白损失。

为了满足4G信号的需求，提高功率放大器的工作效率，多种技术被应用到功率放大器的设计中，这些技术大体分为两类，一种是对功率放大器的输入信号进行处理，一种是根据输入信号采用开关电源代替稳压电源对功率放大器进行供电。文献[2]-[4]采用了数字预失真（DPD）的方法来提高功率放大器的效率，这种方法通过产生一个与失真信号相反的信号并将其输入到功率放大器，以抵消失真信号产生的影响，但其控制电路较为复杂，在手持设备中受面积制约。文献[5]-[7]采用了Doherty的结构来针对高PAPR信号，这种电路在基站中应用较为广泛，在手持设备中的匹配较难处理。文献[8]-[10]采用了包络跟踪(Envelope Tracking，ET)技术，通过输入信号的包络变化，利用控制电路来动态调节功率放大器的漏极电压，以降低功率放大器的静态功耗，提高效率，这种控制电路正尝试应用于手持设备中，但技术尚不成熟，且效率的提高不是非常明显。本文基于文献[10]的包络跟踪技术，从功率放大器的需求出发，通过采用线性回归曲线方法构建出MRF9742工作效率最大化条件下漏极电压与输入信号功率的曲线，并根据此曲线设计了一种开关电源以及控制电路，在工作频率为2.35 GHz时使用开关电源比使用稳压电源的效率有较明显的提升，提升的最大值为11.7%，在相同输出功率情况下PAE比文献[10]中提高了4.6%。

1 功率放大器供电电压确定

本设计是针对手持设备，故功率放大器选取应用于手持设备的功率放大器芯片MRF9742，将该芯片的模型利用Agilent公司的ADS2011软件进行仿真。先确定静态工作点为偏置电压取2.0 V，取电源电压为固定值5 V，直流电流取1 mA，为了满足LTE信号的要求，确定其工作频率为2.35 GHz。之后利用负载牵引进行匹配电路设计，确定MRF9742功率放大器的电路图，将该电路进行仿真，通过扫描输入功率的变化得到如图2所示PAE的曲线。此功放的PAE最大值为50.1%，此时对应的输入功率为23 dBm，5 V的电源电压能够满足功放的工作需求，但是当输入功率增大时，电源电压不能满足功放的需求，同时当输入功率降低时，电源电压又会有剩余，从而有一部分的功率被白白消耗。为了使得功率放大器总能保持最大效率进行工作，可以采用开关电源对功率放大器供电，以保持功率放大器漏极电压随着输入功率的变化而变化。

为了实现此目标，首先要确定PAE与漏极电压的关系。可以让输入功率Pin保持不变，动态扫描功率放大器的漏极电压Vdd，仿真出功率放大器的功率附加效率PAE与漏极电压Vdd的关系曲线，从曲线中找出功率附加效率最大值时对应的漏极电压值，这样就得到了一组Pin与Vdd的值。取Pin=20 dBm，扫描Vdd，当PAE取最大值时对应的Vdd=5.785 V，如图3所示。同理改变Pin，继续仿真功率放大器的功率附加效率PAE与漏极电压Vdd的关系曲线，可以得到PAE最大时相对应的Vdd值。将PAE与Vdd的对应值利用线性回归算法进行拟合，可以得到如图4所示的拟合直线，即当功率放大器的漏极电压与输入功率满足Vdd=0.325 5 Pin-0.47时，可以使得功放的效率最大，同时Vdd的大部分取值小于6 V，能满足手持设备输入功率的需求和供电电源的要求。

2 包络跟踪开关电源电路设计

为了提高功率放大器的工作效率，满足拟合出来的功率放大器输入功率Pin与Vdd的关系，可以采用包络跟踪的方法来进行控制电路的设计。该电路可以采集功率放大器输入信号的包络，并将其放大作为控制信号，将这个控制信号作为开关电源中MOS管的驱动，用来控制开关电源的占空比，进而控制开关电源的输出电压。由于本设计针对手持设备需要对功率放大器MRF9742进行供电，故此包络跟踪开关电源电路通过一个脉冲宽度调制（PWM）模式的降压电路（Buck-Convertor）来实现。其基本电路包括包络检测电路、误差放大电路、比较电路和驱动电路等，如图5所示。

图5中的误差放大电路(EA)将输出的电压Vdd返回值与输入电压Vin进行比较，经放大产生一个输出电压VEA作为比较电路的输入，同时误差放电电路可以进行频率补偿以保证系统的稳定性。PWM比较电路用于比较VEA与参考电压Vref，其输出结果是逻辑高电平和低电平，将这两个变化电平输入到驱动电路中来驱动MOS管，通过控制MOS的导通时间来控制开关电源的占空比。MOS管、电感、二极管、电阻和电容构成降压电路的形式，其中功率放大器PA用并联的电阻与电容来等效。为了保证电感上电流的连续性，在理想情况下降压电路的输入与输出满足如下关系：

Vdd=DVpower(1)

其中D为开关的占空比，Vpower为电源电压。在PWM模式下，开关的周期保持不变，只是导通时间发生变化，故可以通过改变开关的导通时间来控制其占空比。根据上述得到的功率放大器的漏极电压与输入功率的拟合直线，可以得到：Vdd=DVpower=0.325 5 Pin-0.47。此时的包络跟踪控制电路的输出电压与输入功率成线性关系，调节电路中各参数值以满足此关系式。在Virtuoso中画出PWM型降压电路图，如图6、图7所示。

3 功率放大器开关电源仿真

将该功率放大器利用变化的电源对其供电，其他参数保持不变。利用ADS软件进行仿真，可以得到该功放的使用开关电源与稳压电压对应的PAE，如图8所示。根据图8可得，在工作频率为2.35 GHz时，使用开关电源的功率放大器比使用稳压电源的功率放大器PAE提高10%左右，提升的最大值为11.7%。表1总结了使用开关电源与稳压电源功率放大器的参数。

4 结论

本文通过对手机功率放大器芯片MRF9742利用负载牵引进行匹配电路设计，使其工作频率在2.35 GHz满足TD-LTE信号的需求。之后为了保证该功率放大器工作效率的最大化，在保持输入功率不变的条件下，确定了此时PAE最大时漏极电压的取值，同时利用线性回归算法，拟合出漏极电压与输入功率的关系直线。为了实现此关系直线，在开关电源控制电路采用包络跟踪控制电路实现。最后利用ADS软件进行仿真，可以得到该功率放大器使用开关电源供电时比使用稳压电源供电时效率提高10%左右，提升最大值为11.7%，这样可以提高电源的使用效率，从而延长手持设备的使用时间。