0 引言

近年来，随着环境污染和能源危机的日益严重,混合动力受到了广泛关注。混合动力源、双向DC-DC变换器和发动机的结构已经出现于混合动力列车中。

并联技术因为具有低电流纹波、高开关频率、较小磁元件体积及低功率开关器件的应力和快速动态响应等特点而常常被应用于一些电流较大场合。

德国的LATAIRE P研究的交错并联双向DC-DC变换器主要适用于30 kW的混合动力系统，目前仿真研究已经完成,车载在线实验也正在进行。

文献[5]-[6]主要运用交错并联技术于混合电动汽车和燃料电池的能量转换。除了传统的双闭环PI控制方法，文献[7]在PI控制器中加入了滑模变结构控制策略，文献[8]对目前并联均流技术原理和主要均流方法进行了分析。

本文在结合上述研究成果的基础上，设计了一种运用于混合动力列车的混合动力系统的能源控制器，混合动力系统结构示意图如图1所示。

与其他车载能源系统不同的是：(1)该混合动力能源系统采用动力电池源与超级电容并联输出模式，设计了两套交错并联型拓扑结构的大功率DC-DC变换器；(2)依靠于电网的直流母线，交错并联双向DC-DC变换器可以工作于Boost模式与Buck模式，根据能源需求实现向负载供电或完成能量回收；(3)该系统的交错并联结构双向DC-DC变换器的控制器采用的是数字式电流自动均衡型双闭环控制控制器。

1 建模与策略

1.1 交错并联DC-DC拓扑结构

考虑到混合动力列车的大功率需求，为了提供足够大的输出电流，减小输出电压纹波值，有效地提高动态响应，在控制器设计上采用了移相式的电压电流双闭环PI控制。双向交错并联双向DC-DC变换器如图2所示。

在进行升压Boost模式运行时，功率器件（VT1、VT3、D2、D4）进行换流工作，其中开关管VT1与VT3的驱动脉冲相差180°。根据开关管VT1与VT3占空比D(D>0.5，D=0.5，D<0.5)的不同情况，Boost的运行模式又可分为3种情况(本文以Boost(D<0.5)为例)。

由图3可知，当处于D>0.5时，开关管VT1与开关管VT3轮流开关，由于两路电阻的不均衡（电感内阻、电路内阻、开关器件内阻等）将会引起两路的电流不均衡，将两路的电流做差集得到Δid，从而可以得到：

式中，TS为开关管的开关周期，iL1是流过电感L1的电感电流，IL1是流过电感L1单位周期内的平均电感电流；同理，iL2是流过电感L2的电感电流，IL2是流过电感L2单位周期内的平均电感电流。

1.2 控制器设计

为了解决上述电感不均流问题，本文将采用一种数字式电流自动均衡型双闭环控制控制器，整个控制模块包括：输入与输出电压检测电路、输入电流检测电路、支路电流检测电路、PWM发生器、均流控制器，如图4所示。

假定：(1)所有的开关器件在开关性能上都是线性的；(2)模型1(Module1)和模型2(Module2)的主电感的电感值相同；(3)模型1(Module1)和模型2(Module2)的PWM相位相差180°；(4)电路均工作于CCM模式。

以Boost为例，超级电容或动力电池组(480 V)通过双向DC-DC变换器向负载提供功率，反馈输出电压Vf与设定电压Vref差值比较后得到误差值e，差值e通过VC(PI控制器)得到总的电流的设定参考值iref，然后对iref平均化得到各个支路的电流参考值，再加上电流的采集补偿量Δir，得到输入理想电流后通过IC(PI控制器)，最后通过调节开关频率（PWM）以达到电流自动均衡型双闭环控制。补偿量Δir具体算法过程如图5所示。

补偿量Δir是通过计算两条支路电流的数值积分均值，再将两者做m（m一般取值为5～10）次平均差值计算所得：

设置电流差值的阈值Δir_th，通过比较来确定是否发生电流不均衡现象：

|Δir[n]|≥Δir_th

|Δir[n]|<Δir_th(3)

当出现电流不均衡的情况时，需调整电流的参考值，通过Δir来补偿电流的参考值：

其中Δir1[n]和Δir2[n]分别是对电流支路(Ⅰ)与电流支路(Ⅱ)的参考值的补偿，Δir1[n]=Δir2[n]=1/2Δir[n]， 通过上述计算可以实时对电流进行均衡化。

2 控制系统的仿真

为了验证上述分析的正确性，本文通过MATLAB仿真软件Simulink的SimPowerSystem模块对图4中的双向并联DC-DC能源变换器进行仿真，通过两支路的电流波形图来验证数字式电流自动均衡型双闭环控制控制器的均衡效果。双向并联DC-DC的具体参数见表1。

仿真中，电源输入为480 V，输出电源参考为720 V，电流的限制上下限为正负200 A，负载采用的是电感电阻式负载，两路DC-DC的开关频率为10 kHz，控制方案采用移相式电流自动均衡型双闭环电流电压控制方式。

首先，采用移相式电流自动均衡型双闭环电流电压控制方式，在电源电压发生波动时，测量系统输出电压电流动态响应。仿真结果如图6、图7所示。

图6为电源电压输入与电压输出波形图，动力电池组与超级电容组的输入电压均为480 V，输出电压波形在0.058 s便基本达到稳定，稳态误差为0.833%，系统在双闭环控制下能够快速、稳定地达到预期效果，满足混合动力列车动态响应快的需求。

由于运行过程中电能的耗费与不稳定，动力电池组与超级电容组的供给电压会出现一定的波动，图7为输入电压在0.08 s时跳变下降20 V后，电源系统的输出电压波形图，可见，当输入电压出现变换时，在双闭环控制系统下，系统能够实时跟踪参考电压，经过约0.08 s后，电压重新稳定在参考电压附近，满足混合动力列车抗干扰的需求。（上述均工作于能量正输出模式。在能量反馈回收，工作在BUST状态仿真时，同样验证了系统稳定、响应速度快的特性，此处不再赘述。）

然后，分别采用移相式电流自动均衡型双闭环电流电压控制方式和不加电流均衡的双闭环电流电压控制方式对模型进行仿真，分析控制方案对电流均流的作用。仿真结果如图8、图9所示。

图8为支路的电感阻抗分别为ir-L1=6 mΩ和ir-L2=4 mΩ、不加均流控制器下的PI控制的电流波形图，采用的不加电流均衡双闭环电流电压控制方式虽然使得输出电压能稳定、快速地达到预定值，但是在仿真的初期会由于支路的电感阻抗不相等而出现电流不均衡的现象，电感L1的平均电流为10.61 A，电感L２的平均电流为10.27 A，两条支路电感平均电流的差值为0.34 A。

图9为支路加入了自均流控制器下的移向双闭环电流电压控制的电流波形图。仿真初期，电感L1的平均电流为10.451 0 A，电感L2的平均电流为10.450 7 A，电感平均电流的差值低于0.01 A。

可见，加入自均流控制器后电流自动均流得到了改善，电感电流的差值由之前的0.34 A降到低于0.01 A，验证了上述理论方案与算法的可实践性。

3 结论

本文实现了将移相式电流自动均衡型双闭环电流电压控制的双向并联DC-DC用于混合动力列车的车载能源系统。利用电压外环使电压精确地维持在给定值；电流环能使系统有更好的静动态特性，确保系统的安全。移相双向并联模式的DC-DC不仅能够实现能量传递的控制，而且电路的开关器件电流应力比传统DC-DC变换器的减少一半，纹波也减半。此电流自动均衡算法达到了并联各支路电流的平衡，加入自均流控制器后各支路电感平均差值得到了改善，电感电流的平均差值由之前的0.34 A降到低于0.01 A，效果良好。