1引言

静止变流器是应用功率半导体器件，将主电源直流电变换成恒压恒频交流电的电气装置。对于交流用电负载与主直流电源共地的场合，静止变流器输出与输入之间必须有变压器电气隔离。本文提出了新颖的高频直流脉冲环节静止变流器电路结构，如图1所示。这种电路结构，由具有高频电气隔离、吸收交流侧回馈无功能量和输出高频脉冲波等多功能一体化软开关PWMDC/DC变换器MISSC与DC/AC逆变器级联而成，具有电路结构简洁、体积重量小、效率高、成本低等优点。MISSC变换器不但实现了DC/DC变换器的软开关，而且还为DC/AC逆变器实现软开关创造了条件。

2电路拓扑

图1所示静止变流器电路结构的创新之处在于，提出了多功能一体化PWMDC/DC变换器新概念。多功能一体化PWMDC/DC变换器族主要有三个功能：①输入输出电气隔离；②吸收DC/AC逆变器交流侧回馈的无功能量；③输出符合DC/AC逆变器要求的高频脉冲电压波udo，为逆变桥功率开关在udo过零时切换实现ZVS开关创造了条件。

基于这一思想，在传统的电气隔离DC/DC变换器族中去除输出LC滤波器，输出端再加上逆变器交流侧回馈无功能量吸收电路（由有源开关Sr和储能电容Cr串联构成），便可获得多功能一体化PWMDC/DC变换器。

考虑到输入电压Ui为低压（27V或48V）且变化范围宽，选定并联交错有源箝位正激式MISSC变换器作为前置级，其输出高频脉冲电压波的占空比2D>0.5，输入输出波形频率为开关频率的二倍，同时又具备正激Forward变换器的优点。图2示出了这一新颖的电路拓扑。

（a）原理图(b)波形图图3电流瞬时值反馈DC/AC逆变器控制原理

图4三态DPM电流滞环跟踪控制原理

图2所示电路，Sc与Cc串联接在高频变压器原边绕组两端，构成正激变换器的有源箝位支路，为变压器在功率开关S关断后提供磁复位路径，实现了功率开关的电压箝位和变压器的双向磁化，功率开关S、箝位开关Sc实现了ZVS开关。当MISSC变换器输出相同的高频脉冲电压波平均值

Udo.arg=N22DUi/N1(1)

时，占空比D增大，高频脉冲电压波幅值Ui·N2/N1便降低，从而降低了逆变桥四个功率开关S1、S2、S3、S4的电压应力。这正是选用并联交错正激式多功能一体化PWMDC/DC变换器（占空比2D=0.5～0.9）作为前置级的根本原因。

3控制原理

3.1MISSC变换器控制原理

新颖的静止变流器电路拓扑，由并联交错有源箝位正激式MISSC变换器和DC/AC逆变器级联而成，各自构成闭环回路。这种电路拓扑继承了谐振直流环节逆变器RDCLI的思想。前级电路拓朴较复杂，且不存在输出滤波器，不是完整的软开关PWMDC/DC变换器，为后级提供平均值恒定的高频脉冲电压波，只能采用电压型PWM控制技术（因为其提供的输出电流大小是按照DC/AC逆变器所需的正弦规律分布的）；后级电路拓朴简洁，逆变桥功率器件可实现完全的ZVS开关。

3.2DC/AC逆变器控制原理

DC/AC逆变器采用电流瞬时值反馈技术的脉宽调制方案，如图3所示。快速电流检测元件将检测到的滤波电感电流信号if送到滞环比较器同相输入端，给定信号ig加在其反相输入端。滞环比较器输出通过逻辑延时、分相和驱动电路来驱动控制逆变桥功率开关。

为了减小滤波电感电流iLf脉动量，改善输出电压波形，应该采用单极性调制而不用双极性调制。本文研究的静止变流器，DC/AC逆变桥采用三态离散脉冲调制DPM电流滞环跟踪控制（Threestatesdiscretepulsemodulationhysteresiscurrentcontrol）的单极性调制瞬时值反馈技术，其控制原理如图4所示。

在逆变桥输入电压udo=0时，检测滤波电感电流iLf做为反馈电流if与给定电流ig相比较，根据二个电流瞬时值之差来决定，单相逆变桥四个功率开关在下一个高频脉冲电压波udo的导通情况，其控制规律为引入零状态续流模式后，不但可以使电流跟踪偏差减小，而且使逆变桥输出电压uAB波形中的＋1、－1、状态间的跳变大为减小，甚至消除，从而使输出脉动减小。这也是单极性调制比双极性调制优越的主要原因。合理设计输出滤波器参数和滞环宽度，可以实现逆变桥的单极性工作。如果在电流外环设置电压闭环，则可获得良好的输出电压、电流控制特性。

4几个关键问题的讨论

(1)高频脉冲输出电压波平均值udo，avg选取

DC/AC逆变器DPM控制时，其实质就是根据一定的给定要求将逆变桥输入的高频脉冲电压波udo组合成所需的低频调制电压波uAB，输出滤波器只是用来滤除组合低频调制电压uAB中的高次谐波，不产生能量，只能暂存一定能量。在组合低频调制电压uAB中，输出电压低处脉冲稀疏、输出电压峰值处脉冲密集，如图5所示。脉冲最密集处就是逆变桥输入

的高频脉冲全部选送到输出端，如图5中t1～t2期间。t1～t2期间，为了确保输出电压THD小，应满足

Uom≤UAB，arg=Udo,arg

=Ui2DN2/N1(3)

式（2－3）可作为Udo,avg的设计依据。

(2)高频脉冲输出电压波占空比2D的选取

相同Udo，avg时，若占空比2D过小，将导致调制电压波形UAB稀疏且幅值大，滤波电感电流处于二极管续流时间长，加大了作为续流二级管用的功率MOSFET体内寄生二级管的电流定额。同时DC/AC逆变桥应采用耐压更大的功率MOSFET器件，从而有更高的导通电阻和稳态导通损耗。因此，应尽可能增大高频脉冲输出电压波占空比2D。但最大占空比2Dmax受到高频脉冲波频率2fs的限制。若2fs、2D均很大，则高频脉冲电压波的零电压时间短暂。过零检测信号发出的开关状态转换信号经过驱动电路，存在波形传输延时时间和功率器件的开关时间，可能导致DC/AC逆变桥功率器件在udo非零电压期间发生开关状态转换，未能实现ZVS开关。为了保证功率器件可靠实现ZVS开关，需要一定时间t0，则最大占空比应满足

2Dmax≤1－t02fs(4)

(3)高频脉冲输出电压波udo过零检测与控制

高频脉冲输出电压波udo过零检测与控制，是DC/AC逆变桥功率开关实现ZVS的关键所在。由于udo与MISSC变换器二个功率开关驱动信号同步，因此只要将二个功率开关的驱动信号uGS1、uGS2“或”在一起，经反相并由脉冲前沿延时电路延时、整形，便得到了过零检测信号uP，各信号相位关系如图6所示。只要延迟时间τ合理，即可保证DC/AC逆变桥功率器件在udo=0期间开关。由此可见，利用udo与功率开关驱动信号之间的逻辑关系，将驱动信号加以适当变换，并考虑驱动电路传输延迟时间，获得过零信号，是一种简洁实用的方法。

5试验结果

1kVA高频直流脉冲环节静止变流器占空比2D=0.75时，原理试验波形如图7所示。试验结果表明：在DC/AC逆变桥交流侧没有无功能量回馈期间，前置级MISSC变换器输出的高频脉冲电压波udo周期性回零，如图7（a）所示；在DC/AC逆变桥交流侧有无功能量回馈期间，高频脉冲电压波udo出现不回零现象，如图7（b）所示；DC/AC逆变桥调制电压波形uAB满足脉冲极性连贯性原则，如图7（c）所示；DC/AC逆变桥滤波电感电流iLf在给定电流信号ig的滞环宽度内变化，如图7（d）所示；负载两端得到的低THD输出正弦波uO，如图7（e）所示。试验结果证实了这种电路拓扑的可行性。

6结论

通过本文分析研究，可以得出如下结论：

(1)多功能一体化PWMDC/DC变换器族新概念，是这种电路拓扑的创新所在；

(2)高频直流脉冲环节静止变流器电路拓扑，由并联交错有源箝位正激式MISSC变换器和DC/AC逆变器级联而成，各自构成闭环回路，前者采用电压型PWM控制技术，后者采用三态DPM电流滞环跟踪控制技术；

(3)为了保证DC/AC逆变桥功率开关实现ZVS，且输出低THD的正弦波，高频脉冲输出电压波udo的平均值和最大占空比应合理设计；

(4)试验结果表明，这种新颖的静止变流器电路拓朴是可行的。