1 引言

全桥移相ZVS变换器近年来得到广泛注意。然而，这种控制方法有几个明显的缺点：

1）由于存在环流，开关管的导通损耗大，轻载下效率较低,特别是在占空比较小时，损耗更严重；

2）输出整流二极管存在寄生振荡；

3）为了实现滞后桥臂的ZVS，必须在电路中串联电感，这就减小了有效占空比，增大了原边电流定额。

为了解决这些问题，人们对全桥移相ZVZCS变换器进行了大量研究。其主要思路是超前桥臂实现ZVS，滞后桥臂实现ZCS。这样在很大程度上解决了原先全桥移相ZVS变换器存在的一些问题。如环流在很大程度上减小乃至消除了；由于不需要外加电感，有效占空比减小等问题随之就不存在了。实现滞后桥臂的ZCS，总的来讲，可以分成有源和无源两种方法。采用副边有源钳位的ZVZCS方法增加了成本，并由于需要复杂的隔离驱动而降低了可靠性。无源的方法又有副边无源钳位和原边无源钳位，也可以原副边的无源钳位同时加上，这样效果更好。

但移相控制本身还有一个难以克服的缺点，即死区时间不好调整。当负载较重时，由于环流大，超前桥臂功率管上并联的电容放电较快，因此实现零电压导通比较容易，但当负载较轻时，超前桥臂功率管上并联的电容放电很慢，超前桥臂的开关管必须延时很长时间后导通才能实现ZVS导通。专用的移相控制芯片如UC3875等很难调整这个死区时间。

2 ZVZCS PWM全桥电路有限双极性控制过程分析

有限双极性控制ZVZCS PWM全桥电路功率部分如图1所示。Q1～Q4四个功率管（内带续流二极管）组成一个全桥电路。其中，Q1、Q2组成超前桥臂，两端分别并联有吸收电容C1、C2，用来实现Q1、Q2的ZVS。L1为高频变压器的漏感。Cb为隔直电容，用来实现滞后臂（由Q3、Q4组成）的ZCS。

图1 ZVZCSPWM全桥电路示意图

在有限双极性方法控制下，Q1～Q4的驱动时序见图2。其中ug1、ug2为脉宽可调的定频变宽脉冲；ug3、ug4为互补方波，频率、脉宽固定。当然考虑到直通的问题，ug3、ug4不能同时为1，要错开一个固定的死区时间。ug1、ug4的上升沿（表示Q1、Q4开始导通）一致，ug2、ug3的上升沿一致。uAB表示加在隔直电容及变压器两端的电压。由于超前桥臂并联电容的存在，变压器端电压在下降时不会突然到零，而是有个过渡过程，其时间取决于并联电容的大小及负载电流等条件。ip为变压器绕组电流。ucb为隔直电容Cb上的电压，其幅值取决于Cb大小及其它条件，Cb越小，ucb幅值越大，ZCS实现得越好，但同时开关管电压应力又增大，因此Cb不能太小，一般要让ucb最大值小于直流输入电压的10％。

图2 全桥电路有限双极性控制时序及各变量响应图

电路工作过程分析如下：

1）t0时刻Q1、Q4同时导通，变压器原边电流ip开始上升，流向是从Q1到L1、变压器、Cb、Q4。功率从原边流向副边，同时隔直电容Cb上的电压开始上升。为了简化分析，暂不考虑变压器的励磁电流和副边电流Io的波动，因此变压器原边电流ip(t)为

ip(t)=Ipo=Io/n（1）

式中：n为变压器原副边匝比。

当然，实际电路中由于副边整流二极管的反向恢复过程，ip(t)上升沿有一个尖峰，见图2。

Cb两端电压ucb(t)为

ucb(t)=－ucbp(2)

式中：ucbp为电容Cb上最大电压。

2）在t1时刻Q1关断，Q1的关断是ZVS关断，原边电流ip通过C1（充电）、C2（放电）继续按原方向流动。C2经过一段时间的放电，在t12时刻C2上的电压降到零，Q2上的反并联二极管开始导通续流。此阶段电容C2两端电压uc2(t)变化过程为

uc2(t)=Ipot/(C1＋C2)（3）

并有

t12－t1=E(C1＋C2)/Ipo（4）

式中：E为直流输入电压。

3）由于Cb上的电压作用，在t2时刻环流衰减到零，原边电流变化过程为

ip(t)=Ipo－ucbpt/L1（5）

该状态持续时间（即环流时间）为

t2－t12=IpoL1/ucbp（6）

此时ucb(t)达到最大值UCbp。由式（2）可近似得到

t2－t0=2UCbpCb/Ipo（7）

4）在t2～t23时刻，电容Cb上的能量通过变压器漏感对Q2的输出电容充电，由于时间常数很小，可认为该过程响应速度很快，谐振过程很快结束。稳定时Q2两端电压保持为UCbp。

5）t23时刻Q4关断，显然，由于此时Q4上电压电流均为零，因此Q4是ZVZCS关断。经一个固定的死区时间后，在t3时刻，Q2、Q3同时导通，由于此时Q2两端电压为UCbp，由设计可保证UCbp<10％E，且环流已衰减到零，因此可近似认为Q2是ZVZCS导通。而Q3是硬开关导通，而且Q3导通时其两端电压大小约为直流输入电压大小。而在普通硬开关工作方式下Q3导通时其端电压是直流输入电压的一半，因此ZVZCS控制模式下Q3导通时输出电容上的能量损耗反而比普通硬开关状态下大，这是这种方法最大的缺点。为了减轻该缺点所带来的不利因素，Q3、Q4可选输出电容较小的功率管如IGBT。

6）在t3时刻之后电路工作过程和t0～t3时类似，这里就不详细分析了。

3 全范围实现ZVS和ZCS的约束条件

由式（2）可以看到，在占空比一定时，隔直电容Cb越小，UCbp越大，由式（6）可看到，变压器漏感越小、ucbp越大，则环流时间越短，因而ZCS实现得越充分。将式（7）代入式（6），并设t12－t0=DT/2（D为占空比，T为开关周期），则有

t2－t12=4CbL1/DT（8）

可见在电路参数固定的情况下，环流时间是一个固定值，不依赖于负载。实验也表明，适当减小开关频率，从而使DT变大，可使环流时间t2－t12减小，有利于ZCS的实现。

由式（4）可看到C1、C2越大，超前桥臂由导通转截止后，C2上电压降到零的过渡时间越长，因而ZVS实现得越好。而且负载越轻（Ipo越小），过渡时间越长。而移相控制由于超前桥臂上下两个开关管的导通基本是互补的，因此在轻载时很难实现开关管的ZVS导通。而相比之下，有限双极性控制方法就显出它的优越性。如当Q1关断后，Q2导通时刻由移相控制时的t12～t3时刻推后到了t3时刻，可以充分保证只有当Q2的续流二极管导通后才使Q2导通，从而保证全范围的ZVS。实验证明，在正确设计好电路参数后，超前桥臂的ZVS实现得相当好。

4 应用实例

这种有限双极性控制的ZVZCSPWM全桥变换器，已应用到一种3kW（48V/50A）通信电源模块的设计当中。具体参数为：输入220V/15A；输出56.4V（最大）/53A（最大）；开关工作频率60kHz；功率管为IRG4PC50W（高速型IGBT）；变压器原副方匝数比为24/4；输出滤波电感40μH；输出滤波电容5000μF。由于没有专用的芯片，因此采用UC3825＋CD4042合成所需要的逻辑。原理图如图3所示。

图3 有限双极性控制逻辑生成电路实例

UC3825A是一种峰值电流型控制芯片，在控制环路中加入电流环后，电源具有响应速度快，保护迅速，源效应和负载效应好等优点。模块整机功率因数为0.99，效率90％，重约10kg。该产品已成功运行于某移动通信基站现场。

5 结语

有限双极性控制ZVZCSPWM全桥变换器，能实现全范围的ZVS和ZCS开关，提高了电源的效率，减小了输出纹波和电磁干扰。实践证明了这种控制方法的可靠性。