1 DRV系列PwM驱动器结构

电磁线圈的电流控制方法通常有电压控制和电流控制两种。电压控制法是调节线圈的端电压来控制通过电磁线圈的电流；电流控制法是在全额电压下改变电磁线圈的电流大小。由于负载变化，例如线圈电阻由于温度而变化，仅调控电压会带来电流误差。磁场强度正比于电流大小，而且阻尼缸要求反应很快。假定一个负载电阻是5 Ω，某时刻该负载需要1 A电流，对于电压控制型放大器，此时需要负载电压控制为5 V。对于电流控制型放大器，此时负载电压可能是12 V或更高，在一个信号脉冲输入的一瞬间，负载电流将超出1 A，然后回复到1 A。电流上升波形如图1所示。同样的线圈电流下，电流控制型放大器的电流上升时间明显小于电压控制型放大器的上升时间。这是由于全额电压下，电流型放大器能更快通过线圈，而且电流型放大器容易实现电流补偿。撤消信号脉冲后，两种类型的放大器波形基本重合，这是由于线圈放电成指数衰减的缘故。

传统的线性输出电源为电子系统提供了持续的电压；不过，这种供电方式工作在半导体器件线性区，将会造成大最的电能损耗。在采样控制理论中有一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上寸，其效果基本相同。SPWM(正弦PWM)法就是以该结论为理论牲础，用脉冲宽度按正弦规律变化而与正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节电路输出电压的频率和幅值或调节电路输出电流。PWM采用数字输出方式驱动模拟电路，以获得最高的能源传输效率并节省功率并具有更高可靠性，可调控的PWM能够更精密地控制负载电流。

美国TExAs仪器公司专为驱动继电器、电磁线圈、电动执行机构、加热器及照明优化设计生产了PWM集成芯片系列，DRV103是其中之一，其尺寸为5 mm×6 mm,可调延时时间、可调振荡频率、可调占空比及价格低，使它广泛适用于各种场合。DRV103有开关驱动和连续驱动两种工作方式。DRV103能够设置为原始封闭模式，在这个模式下，能够自动地切换到省电方式。图2显示DRV103的简略框图及引脚。

脚1连接到一个比较器和一个电流源(=2.75ref而Iref=1.3V/Rfreq)。脚1可通过一个电阻RPWM接地，或连接一个模拟电压来调整占空比。这个模拟电压范围在1.3 V～3.9 V之间。当PWM频率设置在25 kHz，RPWM被取为75 kΩ时，占空比为10％；RPWM被取为200 kΩ时，占空比为90％。若川模拟电压或D/A转换器时，模拟电压或D/A转换器必须能够提供灌电流能力(=2.75，Iref而Iref=1.3 V/Rfreq)。

脚2是设置上电后DRV103从DC(100％占空比)转到PWM模式的初始时间，即延时调节。它在内部连接到一个3μA的电流源和一个2.6 V阈值的比较器。当脚2上电压低于2.6 V时，DRV103是100％占 空比输出_。当此脚悬空时，延时时间为18μs。这是由内部奇生电容引起的。若有需要更少时间，它可以连接到+5 V，延时时问可减少到1μs当脚2接上10μF电容时，延时时间可到11 s。PWM频率是通过脚3的接地电阻值}殳定。DRV103内部振荡器的频率范围在500 Hz～100 kHz。但是在500 Hz下，外接电阻值将达到lO MΩ。脚2将成为高阻抗输入节点，会对电噪信号非常敏感。当PWM频率是10 kHz、2 5 kHz和5 0 kHz时外接电阻值分别为523 kΩ、205 kΩ和1100 kΩ。

DRV103通过一个功率DMOS管输出3 A驱动电流(脚5)，足够驱动中小型电磁线圈。其导通电阻为0.5 Q，确保低功耗。最高上升速率限制的栅极驱动能够减少RFI/EFI辐射噪声。当驱动电感负载时，DRV103内部的钳位二极符ESD不能取代外部放电二极管。脚7是故障指示输出。当过电流或过热时，提供一个灌电流通道来驱动发光二极僻，最大灌电流限制在10 mA之内。脚8是TTL电平兼容的输入端口，高于1.7 V时，DRV103提供PWM输出；低于1.7 V时，DRV103无PWM输出。脚8不能"接连接到电源上，否则会损坏DRV103。脚6是电源，其范围是+8 v～+32 V，它必须大于负载供电电压 。

DRV103电特性参数(典型值)如下：

输出电流(脚5)1.5 A，SO-8封装(U)；

输出电流(脚5)3 A，功率PADTM封装(H)；

最大电流限制(脚5)3.5 A，超过此值，归零；

导通电阻0.4 Ω；

输出时饱和电压+0.4 V，I0=1 A；

数字控制输入(脚8)+2.2 V～+5.5 V(TTL电平)，高电平使能；

恒定DC输出对PWM延时(脚2)110 ms，取决于外部电容；

占宅比调节(脚1)10％～90％；

占空比精度±2％，25 kHz、50％占空比；

非线性l％FSR；

动态响应：输出电压上升时间0.2μs，输出电压下降时间0.2μs，振荡频率范围0.5 kHz～100 kHz，Rosc=205 kΩ，f=25 kHz；

工作温度-55℃～+125℃；

温度保护+160℃，+140℃时恢复；

故障输出(脚7)5 V，20 kΩ上拉到+5 V；

故障输出灌电流2 mA；

电源供给范围(脚6)+8 V～+32 V。

注：输出电流被DRV103功率耗散所限。当达到输出电流上限，输出电流将被置为0。恒定DC输出对PWM延时=1.1 Cn×106(CD单位为F)。功率PADTMSO-8(H)封装在散热片下长期最大工作电流为2 A。

图3展示了PWM控制电压与占空比的关系。

2 磁流变液体可控电流放大器

利用DRV103开发出的磁流变液体可控电流放大器电路如图4所示。

可控电流放大器由PWM控制DRV103、负载电流反馈环节、占空比电压信号线性变换3部分组成。由于在磁流变液体研究中需要大电流进行多种性能实验，特地在DRV103输出增加一级电流驱动，使之最大驱动电流能够达到40 A。这级驱动采用International Rectifier公司生产的HEXFET功率MOSFET管IRF5210，其最大工作电流为40 A，反向电压为100 V，导通电阻为0.06 Ω。若需要更大的输出电流，可采用IRF4905，其最大工作电流为74 A，反向电压为55 V，导通电阻为0.02 Ω。快速恢复外延二级管DSE120为电磁线圈放电提供快速通道，保护MOSFET管IRF5210。PWM振荡频率可调，当该电阻Rref调到205 kΩ时，振荡频率设置在25 kHz，该电阻Rref调到100 kΩ时，振荡频率设置在50 kHz。但是，若振荡频率设置在50 kHz，占空比调节将会发生变化，不再是图3所示曲线。上电后系统自动地工作(自动使能)，无须另加控制信号。

当温度变化引起负载电阻值改变会带来电流不稳定，进而影响磁流变液体阻尼效果。磁流变液体可控电流放大器可设计成电流反馈控制型，如图5所示。即在负载上串联一个采样电阻Rsense,取出电流信号，输入一个负反馈放大器A1，取出电压V1：

经过误差比较放大器A2，当R4=R5=R6时，有误差输出电压V2:

经过PI运算，其输出V3为：

在一个确定不变的D/A输入信号下，若负载电流由于温度而变大，则Vsense变大，根据式(3)，V3将变小，占空比减小，导致输出电流减小从而抵消负载电流的增大，维持负载电流稳定。若考虑到当大电流时，采样电阻功耗太大，发热严重，可取消电流反馈回路。

考虑到许多新的D/A转换器不具有灌电流能力，而且D/A的输出通常是0 V～+10 V，若直接将D/A接入脚1，将会出现大的死区，除非在软件编程上做分隔。为了方便使用，需要对占空比输入控制电压作一线性变换。根据图3，设PWM调节方程为：

D/A转换器输出方程为：

考虑同样的输出效果，y1=y2，则可求出两个输入之间的关系：

式中：a2/a1是在新坐标系中的缩小和旋转因子；(b2-b1)/a1是在新坐标系中的平移因子。

为了实现这个线性变换，采用高速单电源四运放LF324N(A4)作为电压输入信号变换适配器。根据下式适当选择外围电阻参数[7]：

当D/A输出为OV时，运算放大器A4输出为1.3 V；当D/A输出为10 V时，A4输出为3.9 V，正好在占空比调节范围。100 pF电容是为了改善大电流在快速开关时的波形而并接在占空比调节电阻上。200 kn电位器可以手动调节系统输出，无需连接计算机或D/A，手动调节时须断开开关K。

采用本电流放大器驱动电磁铁OP2025(其内阻为3.5 Ω)，GM04高斯表用来测量电磁铁OP2025的磁场强度，D/A输出电压与输出电流及磁场强度的关系测量结果如图6所示,其线性同归误差为±1％，当D/A输出为10 V时，占空比为1 00％，功率场效应管全开通，电源电压加在负载上，显示出良好控制效果。

图7给出不同电流(磁场)强度下用粘度仪测量自制磁流变液体的机械特性。当在3.6 A电流下，磁流变液体的粘度比无电流时增加至少2个数量级。

3 结束语

磁流变液体可控电流放大器能够线性地改变磁场强度，实现变阻尼工作。该可控电流放大器由高度集成的。PWM芯片构成。在全额电压下，电磁线圈能够快速响应电流变化，即变阻尼缸能迅速提供不同阻尼。这个特性应用在高速运动的对象时尤为重要。可控电流放大器体积小、成本极低，不仅可用于磁流变液体，还满足许多场合的特殊要求。整个系统能脱离计算机而独自工作，各种参数方便设置及可调。采用电流闭环补偿温度漂移，系统能长期稳定工作，控制效果好。实验曲线及结果给出D/A控制电压与磁场强度的关系，显示出很好的控制效果。