模数转换器 (ADC) 在任何依赖外部（模拟）世界收集信息进行 （数字）处理的系统中都是不可或缺的组成部分。从通信接收机到数字测试和测量再到军事和航空航天—此处仅举数例—这些 系统在不同的应用中各有不同。硅片处理技术的发展（比如65 nm CMOS 和28 nm CMOS）使高速ADC 得以跨越GSPS（每秒千兆） 门槛。对于系统设计人员来说，这意味着能用于数字处理的采样 带宽越来越宽。出于环境和成本方面的考虑，系统设计人员不断 尝试降低总功耗。一般而言，ADC 制造商建议采用低噪声LDO （低压差）稳压器为GSPS（或RF 采样）ADC 供电，以便达到最 高性能。然而，这种方式的输电网络 (PDN) 效率不高。设计人员 对于使用开关稳压器直接为GSPS ADC 供电且不会大幅降低 ADC 性能的方法呼声渐高。

解决方案是谨慎地进行PDN 部署和布局布线，确保ADC 性能不受影响。本文讨论了线性和开关电源的不同之处，并表明GSPS ADC 与DC-DC 转换器搭配使用可大幅改善系统能效，且不会影响ADC 性能。本文通过输电网络组合探讨GSPS ADC 性能，并对成本和性能进行了对比分析。

通常建议GSPS ADC 使用的PDN

高带宽、高采样速率ADC（或GSPS ADC）可以具有多个电源 域（比如AVDD 或DVDD）。随着尺寸的缩小，不仅电源域的 数量增加，为ADC 供电所需的不同电压数量也有所增加。例如，AD9250是一款14 位、170 MSPS/250 MSPS、JESD204B 双通道 模数转换器，采用180 nm CMOS 工艺制造，具有3 个域：AVDD、 DVDD 和DRVDD。然而，所有3 个域都具有相同的电压：1.8 V。

现在，来看一下AD9680：一款14 位、1.25 GSPS/1 GSPS/820 MSPS/500 MSPS JESD204B 双通道模数转换器，采用65 nm CMOS 工艺制造。这款GSPS ADC 具有7 个不同的域（AVDD1、 AVDD1_SR、AVDD2、AVDD3、DVDD、DRVDD 和SPIVDD）， 以及3 个不同的电压：1.25 V、2.5 V 和3.3 V。

ADP2384和ADP2164 DC-DC 转换器用于使电压下降到可控水 平，以便LDO 能够在不进入热关断的情况下进行稳压操作。这 些电源域和各种电压的日益普及是在这些采样速率下工作所必 需的。它们可以确保各种电路域（比如采样、时钟、数字和串行 器）之间具有正确的隔离，同时使性能最优。正是因为这个原因， ADC 制造商才设计了评估板，并推荐详细的电源设计方案，确保 最大程度降低风险，使性能最大化。例如，图1 显示了AD9680 评估板使用的默认 PDN 的功能框图。根据 Vita57.1 规格，电源输 入来自 FMC（FPGA 夹层卡）连接器供应的12 V/1 A 和3.3 V/3 A 电源。

图1. 用于AD9680 评估板的默认PDN。

显而易见，这是一种昂贵的解决方案，有7 个LDO 稳压器，每 个域一个。这款PDN 也许是性能最优的，但肯定不是最具性价 比或运行成本效率最高的。系统设计人员认为部署含有多个 ADC 的系统非常有难度。例如，相控阵雷达方案包含成百个 AD9680，全都以同步方式工作。要求系统设计人员为上百个ADC 的每一个电压域都分配一个LDO 稳压器是不合理的。

用于GSPS ADC 的更简单的PDN

一种更具性价比的PDN 设计方案是将具有同样电压值（比如所 有的1.25 V 模拟域）的域组合起来，然后用同一个LDO 来驱 动。这样可以减少元件数（以及物料清单—BOM—成本），这 可能适合某些设计。其简化PDN 如图2 所示；该图为AD9680 评估板的部署。在该部署中，整个AD9680 都可以使用3.3 V 输入供电。

图2. AD9680评估板的简化PDN。

驱动AD9680 的DC-DC 转换器

通过移除为1.25 V 域供电的单个LDO，还可进一步简化PDN。 这是最高效、最具性价比的解决方案。这种方案的困难之处在于 确保DC-DC 转换器的操作稳定性，从而不影响ADC 性能。 ADP2164 驱动AD9680 所有1.25 V 域（AVDD1、AVDD1_SR、 DVDD 和DRVDD）的PDN 如图3 所示。

图3. 使用DC-DC转换器为AD9680 供电。

比较不同的PDN

对上文讨论的3 个PDN 以及第4 个网络进行测试；第4 个网络 采用基准电源为AD9680 评估板供电。表1 列出了AD9680 评估 板上部署的各种输电网络。

表1. 输电网络列表

由于SPIVDD 可以支持1.8 V 至3.3 V 且被认为属于非关键节点， 因此它采用1.8 V LDO 输出供电。在一般系统部署中，SPIVDD 可连接2.5 V 或3.3 V 域。也就是说，在那些SPI 总线由很多ADC 与DAC 共享的系统中，仍旧应当监控SPIVDD 连接。如有这种 情况，那么必须非常仔细，确保正常的SPI 操作不会导致SPIVDD 域产生电源瞬变。如果SPIVDD 变得低于阈值电平，那么这些电 源瞬变可能会触发上电复位 (POR) 的情况。

表2. SNR 性能对比 (dBFS)

表3. SFDR 性能对比 (dBFS)

表2 和表3 分别显示了AD9680 使用各种PDN 的SNR 和SFDR 性能。根据AD9680 数据手册提供各种奈奎斯特区的前端网络和 寄存器建议设置。

仅使用DC-DC 转换器为AD9680 的1.25 V 域供电的PDN (PDN #3) 在各种输入频率下显示出了良好的性能。这证明了可以组合 域，并在不损失大量ADC 性能的情况下以高效率、高性价比的 方式为它们供电。采用基准源的PDN 具有最佳的噪声性能，因 为它是噪声最低的电源。然而，值得注意的是PDN #3 始终比默 认网络 (PDN #1) 具有更好的SNR 性能。这可能是由于LDO 具 有良好的低频清除特性，但对于电路中存在高于几百kHz 的情况 却无能为力。这可以解释PDN #3 的0.2 dB 优势。

快速傅立叶变换图

图4 和图5 分别显示了170 MHz 和785 MHz 输入时的单音FFT。 FFT 未显示出频谱性能的下降，因为1.25 V 域由单个DC-DC 转 换器供电。

图4. 170 MHz输入时的单音FFT，使用PDN #3。

图5. 785 MHz输入时的单音FFT，使用PDN #3。

开关杂散

除了噪声性能，由于采用了开关元件和磁性元件，因此还应当检查DC-DC 转换器部署的杂散成分。此时，采用谨慎仔细的布局技术以降低接地环路和接地反弹将会是有好处的。有很多资源可以协助测量开关电源噪声5,6。边带杂散出现在开关频率失调的两侧（本例中为1.2 MHz）。必须说明的是，图2 或图3 中的输出滤波器级是一个两级滤波器。这个两级滤波器是降低开关噪声 （纹波）的主要贡献因素，有助于改善ADC 噪声 (SNR) 性能。同 样的道理，这个两级滤波器还可协助降低开关杂散，并在输出 FFT 中体现出来。在图6 和图7 中，它们分别表现为170 MHz 和785 MHz。

图6. 170 MHz输入时的1.2 MHz 边带开关杂散。杂散水平 = -105 dBFS。

图7. 785 MHz输入时的1.2 MHz 边带开关杂散。杂散水平 = -94 dBFS。

通过了解PSRR（电源抑制比）或ADC 的电源域，可估算边带杂散水平。