设计思路

当主板与处于工作状态的输入电源连接时，会有瞬态电流流入主板上电源变换器的输入解耦电容，这部分初始电流称为冲击电流。由于幅度较大的冲击电流会造成电弧、瞬态变化以及连接器腐蚀等问题。需要对冲击电流加以限制，用户才可以安全地将主板插入到正在处于工作状态的系统背板电源连接器中，例如插入到由-48V局端电源供电的连接器中。

在电源变换器启动之前，先给变换器的冲击电流限制电路上电，并通过限制输入解耦电容Cin上的输入电压上升速率来控制冲击电流。基于这些条件，输入电流Iin可由如下方程式决定：

Iin=Cin(dVin/dt) （1）

N沟道MOSFET通常作为串联在输入电源负端回路中的控制单元。通过在MOSFET的漏极和栅极之间增加电容可控制Vin的上升速率。当低电平电流源驱动栅极时，场效应晶体管的dVds/dt会受到限制。一旦输入电容充满电压，控制电路就通过释放它的“禁止”管脚来允许变换器输出。

比较器电路

图1是我们所要描述的比较器电路。它采用低成本微功率比较器(U1)作为低电压锁定。比较器通过R1和R2来检测所施加的输入电压(-VEE)。当检测到有效的输入电压时，比较器就会给出一个信号以便缓慢打开功率MOSFET(Q2)。“导通”阈值设置在-38V，而3V的迟滞则提供了-35V的关闭阈值。增加C1是为了滤除接触瞬态的回跳电流。U1的馈电电流由电阻R3和R4提供，这两只电阻与齐纳二极管(VR1)结合可为U1提供10V的馈电电压。

Q2的导通速率是由电容C2来控制，栅电流由R9来限制，而在C2上增加必要的速率反馈可控制Q2漏极的dV/dt。电源转换器(PT3320)的“禁止”引脚由P沟道JFET Q1来控制。Q1保持导通状态直到冲击充电周期结束。在这一点上，Q2业已将“-Vin”拉到Q1的栅极电压以下，从而关闭Q1和允许PT3320上电。Q1对瞬态输入电压比较敏感， 该瞬态电压会借助输入电容Cin造成相应的电流浪涌。瞬间上升的Q2导通电压Vds(on)会迅速消耗尽Q1的Vgs并使之低于“夹断”电压，这将使Q1导通，从而锁定PT3320的“禁止”端。C4通过Q1的漏极和栅极之间的交流耦合来解决这个问题，以防止这些瞬态影响到变换器的“禁止”端。

图2给出图1PT3323变换器电路的典型启动波形。该波形是相对加在GND和-VEE之间的-50V电压作出的。

设计方程

下面所介绍的设计方程式适用于图1中的电路。冲击电流的大小Id(Q2)由Cin/C2控制，而它又反过来决定了充电周期tc。

基本设计方程如下：

C2≈45×10 -6Cin/Id(Q2) （2）

tc=CinVEE/Id(Q2) （3）

冲击电流的大小决定变换器输入端解耦电容向输入端电源电压(-VEE)充电的快慢。冲击电流越小，在变换器输出端启动之前的充电周期越长。冲击电流也决定了充电期间Q2的功耗，这个功耗可能很高。虽然充电周期是变动的，但Q2的功耗实际却被限制。为了确保Q2的最高结温不超标，有必要延长冲击周期。例如，对于100mF的Cin，如果将从75V最大输入端电源电压中所获得的冲击电流限制成0.75A，则需要10ms的充电周期。

图3给出了Q2源漏电压(Vds)和漏极电流(Id)的波形图。在充电期间，Q2受单次锯齿形瞬态功耗（最大初始峰值功耗为56W）的支配。该瞬态功耗估计会在很短的时间内将D-Pak封装的晶体管的硅片温度提高50℃，而将D2-Pak封装的晶体管的硅片温度提高30℃（高于外壳环境温度）。