摘要：分析了单相两级式光伏并网逆变器的控制策略；在传统双PI控制基础上加入电网电压前馈及母线纹波补偿以降低并网电流谐波含量；分析了电压外环采用比例谐振(PR)调节器的控制方法具有良好的动态调节性能。与传统前后级分开控制不同，根据前后级功率平衡的原理，提出用前级最大功率点跟踪(MPPT)和母线控制器产生后级逆变参考电流的控制思路。既能稳住母线电压，又能降低母线电压纹波对并网波形的影响。

关键词：逆变器；光伏并网；两级式

1 引言

单相两级式光伏并网逆变器与单级式相比，虽然结构复杂，但前、后级可分开控制，控制方法较简单。而且前级DC／DC变换器选用不同的拓扑结构可满足不同的太阳能电池输入电压，应用起来比较灵活。对于单相两级式光伏逆变器，除了要实现MPPT和并网逆变外，还必须将连接前后级的母线电容电压控制在一定范围内。电压太低满足不了并网逆变要求，电压高则母线电容耐压也高，体积大。若控制不当，母线电容将一直升高到高出电容耐压，导致“母线电容崩溃”。

2 双PI环控制

单相两级式光伏并网逆变器通常前级采用MPPT控制，后级采用电流内环、母线电压外环的双环PI环控制，其典型控制简图如图1所示。其中电流内环控制框图如图2所示。

并网电流ig与参考电流igref的误差经调节后与高频三角载波交截，得到驱动信号驱动逆变桥，实现电流跟踪。GiPI(s)为PI环节传递函数；KPWM／(0．5sTs+1)为采用PWM控制的逆变桥传递函数，可等效为惯性环节，KPWM为PWM及主电路增益；1／(sTs+1)为采样延时和PWM控制滞后的小惯性环节。

将采样延时环节和PWM装置延时环节合并，由于开关频率较高，合并后s2的系数远小于s的系数，可以将该项忽略，简化为一阶惯性环节：1／(1．5sTs+1)。

等效电压外环控制框图如图3所示，Udc为直流母线电压；GuPI(s)为PI环节的传递函数；1／(Cs)为滤波电容的传递函数；Gi(s)为电流内环的闭环传递函数。

根据以上电流环的设计，可得简化等效闭环传递函数为：Gi(s)=1／(1+3sTs)；同样将采样延时和电流环传递函数合并等效为：1／(1+4s Ts)。

3 双PI控制的补偿和改进

单相光伏并网逆变器的输出电压和电流均为工频正弦变量，其输出有功功率表现为2倍工频的正弦变量，这样实际母线电容就有相同频率的纹波电压。因此母线电压控制环节产生的参考电流幅值就不是一个标准的直流变量，也含有2倍频交变分量，电流基准给定信号就不是标准的正弦波，因此会导致实际并网电流波形THD升高。

另一方面，市电电网电压包含大量的低次和高次谐波，实际用电负荷的突变还会导致电网电压随机波动。电流环中没有考虑到电网电压ug对电流波形的影响。

设igref与ig的误差信号为ie，则ie=igref-ig，差分方程为：die／dt=digref／dt-dig／dt。若不考虑开关频率谐波分量的影响，有：

Lfdig／dt=uAB1-ug (1)

式中：Lf为输出滤波电感；uAB1为桥臂输出侧基波分量。

设ie接近零，可得die／dt=digref／dt-(uAB1-ug)／Lf=0。根据逆变器调制原理可得：

uAB1=Udcum／Utri (2)

式中：um为逆变器正弦调制信号；Utri为三角载波幅值。

整理可得：

um=Lf(Utri／Uref)d[(Uref／Udc)igref]／dt+(Utri／Udc)ug (3)

(Uref／Udc)igref说明母线电压的纹波影响并网电流，(Utri／Udc)ug说明电网电压对电流控制也有影响。所以单纯采用双PI控制在实际电路中很难满足并网逆变器THD<5％的要求。根据式(3)可知，若增加Udc／Uref乘以电网电压作为前馈补偿，就可消除电网电压对并网电流的影响。

4 电压外环PR调节

单纯采用双PI控制时，为了保证系统稳定性和动态性能，电压环环宽一般都设为200～500 Hz，即使加入母线纹波补偿，也无法完全抑制100 Hz纹波对并网电流的影响。若采用PR调节器作为电压外环调节器，则可很好地抑制母线纹波对并网电流的影响，同时可保证系统动态系能，即有：

Gc(s)=Kp+Kr(s2+ω2)／[s2+(ω／Q)s+ω2] (4)

5 单相两级式光伏并网逆变器控制策略

一般单相两级式光伏并网逆变器采用前后级分开控制的方法，当系统功率随着MPPT控制不断变化时，首先体现为母线电容的电压变化然后通过后级控制改变并网电流。

下面提出一种新的系统控制策略，其核心思想是根据前级MPPT的功率先预置一个逆变的参考电流幅值，然后经一个比例控制器确定最终的逆变参考电流。这个比例控制器是母线采样电压与参考电压(一般380V)的比值。这样当前级MPPT调节功率变化时，可直接体现为后级参考电流的变化，并通过母线电压的比例控制器将母线电压稳定在参考值附近。

不考虑纹波，若母线电压均值大于或小于参考值，则会相应调高或降低逆变的参考电流，使母线电容进行相应的充放电，母线电压保持在参考电压附近，以保证前后级功率平衡，起到稳压作用。对于母线纹波，通过母线电压控制器，不仅稳住母线电压，而且抑制了母线纹波对并网电流的影响，还使后级实现了单电流环控制，控制更简单。其控制原理如图4所示。

6 Saber仿真验证

在Saber中搭建如图1的仿真模型，母线参考电压380 V，系统工作在额定功率3 kW，前级采用导纳增量法实现MPPT并升压。

Boost输出电压(母线电压)一直稳定在380V附近，采用双PI控制方法时的波形如图5a所示。由图可见，母线电压存在100 Hz的脉动纹波；单纯的双PI控制逆变并网电流波形存在明显畸变，THD=4．63％。当系统功率变化时，0．45 s开始功率从3 kW变化到0．5 s时的1．9 kW，母线电压和并网电流波形如图5b所示。可见，母线电压稳定在380 V附近，有100 Hz的脉动纹波。并网电流不是很理想，当功率从3 kW变化到1．7 kW时，母线电压有一个先减小然后增加的调节过程。

将电压外环PI改为按照式(4)取值的PR调节器，电压和输出电流波形如图5c所示，可见，采用PR控制输出并网电流波形没有明显畸变，THD=1．22％。PR控制功率变化时母线电压和并网电流波形如图5d所示，可见，电压外环采用PR调节时，系统的动态调节更快。当功率变化时，双PI控制大概在10个电网周期才能过渡到一个稳态；而电压外环PR调节可使母线电压和并网电流平滑过渡，只需2个周期即可进入下一个稳态。

由图4搭建仿真模型，3 kW时母线电压和并网电流波形如图5e所示。可见，采用新控制方法可保证母线电容稳压和很好的并网电流，THD只有0．8％。新控制方法下功率变化时母线电压和并网电流波形如5f所示，对比可见，在前级功率变化时，新控制方法和双PI控制系统动态性能更好。新控制方法中，系统功率变化时，电流和母线电压过渡更加平稳，同时能保证高质量的输出电流。

7 实验验证

H桥采用光伏专用模块FZ06BLA045FH-P897E，二极管采用SiC肖特基二极管，其快恢复性能好，可显著降低开关损耗和电磁干扰。控制采

用DSP2808芯片。采用图4中的控制方法，非隔离并网，滤波电感3 mH，实验波形如图6所示。

可见，并网电流波形质量随着功率增加越来越好，测量半载1．5 kW时并网电流THD≈1％。

8 结论

对单相两级式光伏并网逆变器进行建模，通过理论分析和仿真可知，传统的母线电压外环、电流内环控制为兼顾并网电流质量和系统动态性能，必须在后级电流环中加入母线电压纹波补偿和电网电压抑制补偿环节。若在电压环中采用比例谐振调节器控制，将谐振点设置在100 Hz左右，可以抑制母线纹波电压对并网电流的影响，同时保证系统动态性能。

提出一种基于功率平衡原理的控制方法，将一个比例控制器作为母线电压调节器加入后级逆变环路中，使后级可采用简单的电流环控制，在母线电容稳压的同时消除了纹波电压对并网电流的影响。传统的双环控制前后级分开独立，这样前级功率变化时，首先体现为母线电压变化，然后并网电流跟随母线电压变化，新控制方法中，前级功率变化时直接作用到后级电流控制中，系统动态响应更快。仿真和实验验证了该方法的可行性。