一般，我们需要使用一个双级功率系统的电源，来满足80+计划功率因数要求和 EN61000-3-2谐波电流要求，其具体如下：

1. 一个功率因数校正(PFC)升压预稳压器(第1级)，用于整形输入电流和提供高功率因数。

2. 由于PFC升压电压非常高，因此要求一个次级(第2级)将这种高升压电压调低至可用输出电平。

这种方法存在的主要问题是，在功率转换器前端添加一个次级，降低了电源的效率。这让其很难达到80+电源计划的高效率要求。

为了消除给离线功率转换器添加PFC前端级所产生的损耗，一些设计人员使用了各种各样的PFC拓扑结构，例如：可降低开关损耗的PFC升压跟随器和/或能够减少传导损耗的交错式PFC。

降低损耗的另一种方法是，设计一个使用前沿脉宽调制(PWM)的主级(第1级)和使用传统后沿调制的次级(第2级)。本文将为您介绍什么是前沿调制，以及它是如何通过减少升压电容器(IC)中的高频RMS电流来提高效率的。

后沿与前沿脉宽调制

后沿脉宽调制比较器通过对比锯齿电压波形(OSC)和误差电压(ERR)来控制功率转换器占空比(D)。一般，误差电压由一个反馈运算放大器控制。在后沿脉宽调制中，OSC引脚被馈送给脉宽调制比较器的负输入，而误差电压则馈送至脉宽调制比较器的非反相输入。脉宽调制比较器的输出用于控制功率转换器(QA)的FET栅极。该栅极驱动导通信号与OSC信号波谷同步。在这种配置结构中，FET栅极驱动的后沿经过调制，以达到功率转换器占空比 (D)。该后沿为FET关断时(请参见图 1)。

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图1：使用功率因数校正的双级离线功率转换器。

请注意，在脉宽调制控制器中，在每个脉宽调制周期之前添加一个人为停滞时间，其在每个脉宽调制周期开始以前关闭功率级开关。必须使用停滞时间来防止出现100%占空比，从而防止出现磁饱和。需要注意的是，为了简便起见，图1并未显示停滞时间。

前沿调制脉宽调制稍微不同于后沿调制。OSC信号馈送至非反相脉宽调制比较器输入，而误差电压则馈送给反相引脚。FET (QB) 关闭与OSC峰值电压和前沿同步，当FET导通时对前沿进行调制以达到占空比(请参见图 2)。

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图2：后沿与前沿PWM。

前后沿调制一起使用的好处

首先，我们来看使用后沿调制控制图1所示功率级Q1和Q2时PFC升压电容器电流(IC)。请注意，我们将PFC控制电压(ERR1)与振荡器斜率(OSC)进行比较，以控制PFC FET(Q1) 的导通和关断时间。另外，DC/DC转换器(第2级)控制电压(ERR2)与振荡器斜线比较，以控制FET Q2的导通和关断时间。

在振荡器运行初期正常工作情况下，两个FET同时导通(t1，案例 A)。在这段时间内，PFC 升压电容器(CBOOST)必须对进入第2个功率级的所有电流(IT1)提供支持。在这种配置结构中，在FET开关期间，有一段时间FET Q1导通而Q2为关断，这时PFC升压电感(L1)通电，而功率级2的初级线圈不要求任何电流。这时，没有电流(IC)进入升压电容器。所有电感电流均流经晶体管Q1。

同样，有一段时间两个FET Q1和Q2均为关断。这时，CBOOST传导所有升压电感电流，其流经二极管D1(ID1)。请注意，图3为一张随意照下来的图片。正常工作情况下，第1级的占空比随线压而变化，以保持PFC升压电压。功率级2的占空比在正常工作时保持恒定不变，因为输入/输出电压为固定。

其次，我们通过控制前沿调制控制的FET Q1和后沿调制的FET Q2，研究其对于升压电容器电流(IC)的影响(图3“案例B”)。在这种评估过程中，FET Q1和Q2的导通时间和占空比与“案例A”情况相同。

在这种配置结构中，FET Q2在振荡器谷底导通，并根据PWM比较器电压水平关断。FET Q1根据前沿PWM比较器导通，并在振荡器峰值时关断。相比使用前沿调制的两个功率级，利用前沿/后沿PWM调制组合法错开安排FET的首次导通，可以缩短FET Q1和Q2同时导通的时间(t1，“案例B”)。

与“案例A”情况类似，有一段时间(t2)Q1导通而Q2关断，并且没有电流进出升压电容器 (IC)。同样，有一段时间(t3，“案例B”)两个FET均关断，并且需要通过CBOOST吸收ID1。在“案例B”中，有一段时间FET Q2导通而Q1关断。这时，进入升压电容器的电流为ID1，其小于IT1(t4，“案例B”)。

相比两个功率级都使用后沿调制控制，这种使用前沿/后沿调制控制的方法，可以减少FET QA和QB同时导通的时间。它带来更低的升压电容器RMS电流(IC)。

相比控制使用后沿调制的两个功率级，这种配置结构中使用的前沿/后沿调制，升压电容器 (IC) RMS电流减少30%。

升压电容器中RMS电流的减少，可以降低升压电容器 ESR 损耗，从而提高整体系统效率。