图1为平均电流模式的控制系统图，K为检测电流放大器，CEA为电流误差放大器，VEA为电压误差放大器。输出电压通过分压电阻器接到电压误差放大器的反相端，VEA同相端接参考电压Vref，输出的电压误差信号经VEA放大后输出，电压值为Vc。Vc连接到电流误差放大器CEA的同相端，输出电流信号由Rs取样，经电流放大器K放大后，输出到电流误差放大器CEA的反相端，电流信号和输出电压误差信号在电流误差放大器CEA内进行比较然后放大，输出为Ve，Ve送到PWM比较器的反相端，与PWM比较器的同相端的锯齿波进行比较，输出PWM关断信号。振荡电路产生PWM的开通时钟信号，同时输出信号给锯齿波发生器以产生相应的锯齿波。

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电流信号为向上的锯齿波，反相放大后，Ve为向下斜坡信号，Ve向下斜坡信号与锯齿波向上斜坡信号相等时，PWM信号的关断，如图2所示。当输入电压的增加，电感电流信号上升的斜率提高，因此Ve的下降斜率更陡峭，从而使占空比变窄。电压外环用于补偿由负载变化引起的输出电压变化，由于电感电流由VEA处理，系统表现为一个单极点响应，从而简化了电压补偿环路。

峰值电流模式中，电流检测信号直接与电压误差信号进行比较，电流检测信号没有经过电流放大器的处理，因此峰值电流模式中，容易受到电流信号前沿尖峰噪声的干扰。而平均电流模式中，输出电流的波形带有锯齿波分量，与电压误差信号进行比较放大时，电流误差放大器CEA的外接的补偿网络会对电流信号做平均化的处理，从而得到代表跟踪平均电流的误差信号控制PWM信号的关断。此外，高频的电流信号前沿尖峰噪声会被滤除，PWM比较器之后的SR锁存器可避免由噪声引起的信号跳变，从而消除了由于噪声尖峰而过早关断MOSFET的可能。

由于Ve为向下的斜坡，这也意味着在反馈环中加入了一定的斜坡补偿，从而避免次谐波振荡，当占空比超过50%时不需要斜坡电压补偿。     

由图2可知，若Ve上升的斜率大于三角锯齿波信号的斜率，系统失去交点将无法平衡，会发生谐振和不稳定，因此要控制电感电流的下降斜率，从而保证Ve上升的斜率必须小于三角锯齿波信号的斜率，同时Ve信号的值也不能超过斜坡电压。

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 图2：平均电流模式的控制波形

           电感电流的下降的斜率为：

        di/dt = L*Vo

Ve上升的斜率为：

        K*Rs*GCEA*Vo/L < Vs*fs

Rs为电流检测电阻，Ｋ为电流放大器增益，GCEA为CEA的增益，Vs为三角锯齿波信号幅值，fs为开关周期。

若CEA是具有较高的输出阻抗的跨导放大器，则补偿的RC网络可以直接连接到CEA的输出端和地之间，

        GCEA = Gm*RG

Gm为跨导放大器的跨导，RG为跨导放大器直流输出阻抗，即跨导放大器输出端所接ＲＣ补偿网络中的电阻。CEA的直流增益应该尽可能高，以精确处理直流输出电流。对于直流，补偿网络中的电容相当于开路，CEA直流增益最大。

平均电流模式控制的优点：

（１）平均电感电流能够高度精确地跟踪电流信号。

（２）不需要斜坡补偿。

（３）优越的抗噪声性能。

（４） 适合于任何电路拓扑。

（５）容易调试。

（６）易于实现均流。

（７）高di/dt动态响应，适合低压大电流输出应用。

平均电流模式控制的缺点：

（１）电流放大器在开关频率处的增益有最大限制。

（２）双闭环放大器带宽、增益等配合参数，设计调试复杂。