摘要：介绍了介质振荡器的理论和设计方法，选择并联反馈式结构，设计了一个工作频点为10GHz的介质振荡器。为了提高振荡器的输出功率，同时改善相位噪声，本文对传统电路结构进行改进，采用了二级放大的方式，提高了有源网络的增益，降低了介质谐振器与微带线的耦合度，达到了预期目标。结果表明，本文的理论分析是正确的，设计方案是可行的。

微波固态频率源作为微波系统的核心部件，其性能的优劣在很大程度上影响甚至决定了整个系统的性能指标。介质振荡器(DRO)由高品质因数的介质谐振器(DR)构成选频网络，具有优异的噪声性能和较高的频率稳定度，体积小，成本低，在点频本振源的应用中具有独特的优势因此，对介质振荡器的研究具有重要而基础的意义。

1 理论分析

1．1 介质谐振器

介质谐振器(DR)是由一小段高介电常数低损耗的介质波导制成的，通常为扁圆柱形。高介电常数保证了能量大多集中于谐振器内部，且体积比同频率的金属谐振腔小。介质谐振器的主模为TE018模式，其电场从中心到边缘逐渐减弱。由于其上下边界不是理想磁壁，所以沿z方向的半波数不是整数，δ的数值在0到1之间。

设计振荡器时，主要关注谐振器的以下几个参数：

1)介质谐振器的品质因数

介质谐振器的无载品质因数Q0与有载品质因数QL的关系为

QL=Q0／(1+K1+K2) (1)

其中，Q0由介质本身决定，K1和K2分别为介质与两微带线的耦合系数。QL的高低直接影响振荡器的频率稳定度，所以应尽量选择低损耗的谐振器和衬底材料，并尽量降低介质与微带线的耦合度。

2)介质谐振器的介电常数

介质谐振器的介电常数必须足够高，才能将电磁能量储存在谐振器的内部，产生谐振现象。但介电常数过高会导致谐振器体积过小，精度不易保证。因此应根据使用频率选择适当的介电常数。

1．2 反馈式振荡器

文中采用并联反馈式的电路形式，其原理如图1所示。稳定振荡的条件为

β(jω)Av(jω)=1 (2)

其中β(jω)为晶体管构成的有源网络的增益，Av(jω)为DR与微带线耦合组成的反馈网络的传输系数。该条件包含两个方面，一是闭环增益等于1，二是环路相移等于0。起振时，环路增益应大于1，随信号幅度增大，有源网络增益将逐渐降低，直到环路增益等于1，建立稳定振荡。

由于有源器件的非线性作用，其低频闪烁噪声将被调制到载波频率附近，即1／f噪声边带。因此，应尽量选择闪烁噪声较低的有源器件，设置合适的静态工作点，并尽可能减小电源等部分引入的低频噪声。

2 介质振荡器的设计

首先在场仿真软件中进行谐振网络的仿真。文中采用的介质谐振器相对介电常数约为36，品质因数约为3 000，高度与直径的比值约为0．5，保证了该介质谐振器的主模为TE018模式。建立仿真模型如图2所示，反馈网络由介质谐振器和两根微带线共同组成。在所需频点的场结构如图3所示。

由场结构可知，DR与微带线之间是磁耦合，微带线的一端开路，耦合点与开路端的距离为λ／4，相当于短路点，耦合最强。为了降低介质谐振器与微带线的耦合，提高谐振网络的品质因数，文中在其与介质基片之间加了一块低损耗聚四氟乙烯材料的垫片，厚度约为1 mm。耦合结构上方是由黄铜材料制成的调谐圆盘，用于调整谐振频率。当调谐盘下移时，相当于短路面向谐振器靠近则谐振频率升高，反之，当调谐盘上移时，谐振频率降低。仿真可以得到，上下移动调谐圆盘，机械调谐范围可以达到300 MHz，满足工程需要。

该谐振网络为一个二端口网络，我们最关心的是其散射参数S21，即反馈网络传输系数Av(jω)，仿真结果如图4所示。从图中可以看到，在谐振频率处的传输系数模值为0．9 dB，3 dB带宽为49 MHz。该谐振峰越陡峭，说明谐振网络的品质因数越高。仿真完成后，可将该模型及其S参数生成一个S2P文件，作为一个器件供ADS调用。

反馈网络的仿真完成后，下面进行有源网络的仿真。有源网络由场效应管和偏置电路组成，文中选用的晶体管是安捷伦公司的场效应晶体管GaAs FET 26884，该晶体管的工作频率为2～16 GHz，当工作点为漏源电压3 V，漏源电流10 mA时，增益在6 GHz约为12 dB，在12 GHz约为6 dB。本文采用正负双电源供电，以保证有源网络的S12模值尽可能小。偏置电路采用扇形微带接地，防止振荡信号功率从偏置电路泄露，并防止高频信号影响电源的稳定性。通过调节电路参数，使得有源网络增益S21尽可能大，仿真结果如图5所示，在所需频点10 GHz，增益达到6．5 dB。

下面将反馈网络的模型加入，对整个反馈回路进行开环仿真，首先调整输出匹配支节的位置和长度，使振荡频点的开环增益尽可能大，即满足环路增益大于1的条件；然后调整与反馈网络相连的微带线长度，使得反馈回路的传输系数S21相位为零，即满足环路相移为0的条件。

将环路闭合，插入ADS中的Osctest控件，由奈奎斯特判据可知，若仿真结果曲线随频率增大沿顺时针方向环绕1+j0点，则电路满足反馈式振荡器的振荡条件。在仿真过程中发现，电路起振的频率和满足奈奎斯特起振条件的频率比较接近，但前者往往略低于后者。这是因为奈奎斯特定律是对小信号条件下起振条件的判定，而电路起振后，随着振荡幅度的增大，晶体管S21模值会减小，相位会滞后。为了抵消这一变化，振荡频率会降低，用反馈回路减小的相位滞后抵消晶体管增加的相位滞后，这时反馈回路的传输系数会变小，最后达到平衡。反馈回路品质因数越高，相位变化就越陡峭，所引起的频率变化就越低。所以在仿真时，可以使初始的起振频率略高于所需要的输出频率，这样常常可以得到较大的输出功率。

最后用振荡仿真控件Oscport代替Osctest控件，用谐波平衡法仿真输出频率分量和相位噪声情况。整个电路的原理图如图6所示，通过调节输出端匹配支节的位置和长度，使输出功率尽可能大。由于使用的开路匹配支节长度接近于振荡频率的八分之一波长，所以对二次谐波的抑制效果较好。仿真结果如图7和图8所示，可以看到，输出功率达到8 dBm，相位噪声为-112dBc／Hz@1kHz和-116dBc／Hz@10kHz。

为了增大输出功率，同时降低相位噪声，文中在以上传统电路结构的基础上进行了改进，采用两个晶体管串联的方式，如图9所示。这种方法提高了环路增益，从而提高了输出功率。由式(2)稳定振荡条件可知，此时反馈网络的传输系数可以适当降低而不影响起振。所以介质与微带线的耦合度可以减小，从而提高谐振器的有载品质因数，从而达到降低相噪的效果。

首先进行的仍然是反馈网络的仿真。为了便于进行调试，这里采用了增加垫块厚度的方式来降低介质与微带线的耦合度，垫块厚度由1 mm增大至1．6 mm。仿真结果如图10所示，可以看到，此时的谐振峰与图4相比更为陡峭，其3 dB带宽仅为33 MHz，说明该谐振网络的品质因数更高，从而可以降低输出相噪。

在设计有源部分时，过程与单管振荡器基本相同，只是需要设计两个晶体管之间的匹配电路，否则将导致信号在两个晶体管之间来回反射，无法达到提高增益的效果。在仿真有源网络的正向增益时发现，当没有设计级间匹配网络时，两个串联晶体管的正向增益和单管的正向增益相差不大，而加入级间匹配网络后，增益显著提高，达到12 dB以上，如图11所示。

最后使用谐波平衡法仿真输出频谱和相噪，结果如图12和图13所示，从图中可以看到，输出功率接近16 dBm，比单管振荡器的功率提高了8 dB，相位噪声为-121 dBc／Hz@1kHz和-124 dBc／Hz@10 kHz，比单管振荡器降低了约9 dB。

3 结束语

文中在理论分析的基础上，设计了一个输出频率为10 GHz的介质振荡器。文中对传统的并联反馈式介质振荡器进行了改进，采用两个晶体管串联工作的方式，达到了更高的输出功率，同时降低了相位噪声。这种设计方法具有较好的通用性，过程比较简单，在实际电路设计中具有较大的应用价值。