为在高线性的前提下提高WCDMA基站系统中功率放大器的效率，仿真设计了一款工作于2.14 GHz频段不对称功率驱动的Deherty功率放大器。基于ADS平台，采用MRF6S21140H LDMOS晶体管，通过优化载波放大器和峰值放大器的栅极偏置电压改善三阶互调失真(IMD3)，同时通过调节输入功率分配比例改善由于峰值放大器对载波放大器牵引不足导致的失配问题，从而改善不对称Doberty功率放大器的输出性能。仿真结果表明，当载波放大器的栅极偏置电压为2.84V,峰值放大器的栅极偏置电压为0.85 V并且输入功率比例为1:2.3,输出功率为44 dBm时其功率附加效率(PAE)为24.21%,IMD3为-44.46 dBc,和传统AB类平衡功率放大器相比PAE提高了8.58%,IMD3改善了6.98dBc.

对于现代无线通信系统，多载波、宽带、高传输速率已经成为其发展的方向。随着频谱资源的日益紧张，为了在有限的带宽内传输更多的数据，在WCDMA系统中采用BPSK和QPSK等非线性调制方式，系统的瞬时传输功率产生较高的峰均比，功率放大器需要通过较大的功率回退的方式来满足系统对线性度的要求。目前WCDMA基站或直放站中的功率放大器是最主要的功耗单元，为了满足系统线性度的要求通常偏置在A类和AB类，效率都比较低，一般在8%~15%.因此，研究设计线性高效的射频功率放大器成为功率放大器研究领域的一个热门课题，Doberty结构的功率放大器以其效率高、实现方法简单、成本低廉等优点引起了人们越来越多的关注和研究。本文基于ADS仿真平台，在深入研究分析Doherty结构的工作原理和优缺点的基础上，设计了一款满足WCDMA基站性能要求的不对称Doberty功率放大器。

1 不对称Doberty功率放大器的基本理论

1.1 传统Doberty功率放大器的工作原理

传统Doberty功率放大器的结构示意图如图1所示，它一般由载波放大器(Carrier Amplifier)和峰值放大器(PeakingAmplifier)并行连接组成。其中载波放大器一般偏置在AB类工作模式，输出端串联一个微带线起阻抗变换的作用;峰值放大器一般偏置在C类工作模式，输入匹配网络前端附加的微带线起到相位平衡的效果。

图1 传统Doberty功率放大器的结构示意图

由图1可以看出，传统Doberty结构的功率放大器有两种工作状态：低输出功率状态(图1中的有斜条纹)和高输出 功率状态(图1中的无斜条纹)。在高输出功率状态，理想情况下2个放大器的输出电流大小相等，载波放大器和峰值放大器产生相等的输出功事。这时载波放大器和峰值放大器的负载阻抗都为R0,通常情况下R0=50Ω。在低输出功率状态，峰值放大器截止不工作，只有载波放大器导通工作。理论上此时的峰值放大器的输出阻抗趋于无穷大，峰值放大器对负载网络阻抗的影响可以忽略。载波放大器输出端的负载阻抗通过特性阻抗为的R0的λ/4微带线将的R0/2变换到2R0,这样可以实现在低输出功率状态下高的负载阻抗达到效率的提高。此时载波放大器的饱和输出功率要比总的峰值输出功率小4倍，即传统Doherty功率放大器在低输出功率区域的饱和输出功率要比峰值饱和输出功事低6 dB,从而实现了提前饱和的目的，提高功率回退时的效率。

1.2 不对称Doherty功率放大器的基本理论

传统Doherty结构的功率放大器，载波放大器偏置在AB类，而峰值放大器一般偏置在C类，当输入的信号相同，峰值放大器的电流必然低于载波放大器的电流。在输出功率饱和时由于两个放大器的输出电压相等，峰值放大器的输出功率必然小于载波放大器的输出功率，这与理想的情况不同。根据有源负载牵引理论，当峰值放大器的电流没有达到理想值时，必然导致峰值放大器对载波放大器的牵引不足，使得载波放大器的输出阻抗在从高阻100Ω向50 Ω的低阻抗变化过程中，没有牵引到50 Ω，最终影响到Doherty功率放大器的性能。不对称Doherty功率放大器是在传统Doherty功率放大器的基础上做的改进，一般有不对称功率驱动和不同的功率放大器管这两种实现方法。和采用不同的功率放大器管这种实现方法相比，不对称功率驱动的方案在结构上要相对简单，容易实现。对于不对称Doherty功率放大器，在低输出功率状态，载波放大器偏置在AB类，峰值放大器截止，功率放大器的线性度主要取决于载波放大器。在高输出功率状态，不对称Doherty功率放大器的线性度可以通过调节两个功率放大器管的栅极偏置优化IMD3性能。因此在设计中，可以不断的调节载波放大器和峰值放大器的输人功率分配比和栅极偏置电压，使得设计的不对称功率放大器性能最佳。在下面的章节中，基于ADS仿真平台，选用飞思卡尔的MRF6S21140H功放管设计了一款工作在2.14 GHz频段WCDMA基站的不对称功率驱动的Doherty功率放大器。

2 不对称Doherty功率放大器的仿真设计

在仿真设计中，利用ADS平台可以很好的简化设计步骤，缩短研发周期，仿真设计中所用到的MRF6S21140H功放管模型是由飞思卡尔提供的一种半经验模型。仿真设计中通过对晶体管直流偏置和稳定性的仿真分析，确定了晶体管的静态工作点和稳定状态。利用ADS中的负载牵引和源牵引仿真得到晶体管一簇不同阻抗值的等功率圆和等效率圆，分析得到适用于不对称Doherty功率放大器的最佳阻抗值，同时在偏置电路中应用优化阻抗法较好地降低了电记忆效应。通过在匹配网络中综合考虑补偿网络的设计思想，设计补偿线，更有效的抑制了不对称Doherty功率放大器的功率泄露，提高了输出效率。在完成不对称Doherty功率放大器的各个模块的仿真设计后，调整输入端微带线使得载波放大器和峰值放大器两条支路输出信号的相位对齐，并通过原理图-版图联合仿真优化设计的不对称功率放大器的性能，提高了仿真的精确度，缩小仿真和实际应用的差距。同时对比在不同的输入端功分器的功率分配比例和栅极偏置电压的仿真结果，发现当载波放大器的栅极偏置电压为2.84V,峰值放大器的栅极偏置电压为0.85V,漏极偏置电压为28V时，输入端功分器的功率分配比为1:2.3的不对称Doherty功率放大器的性能最佳。图2为1:2.3不对称功率驱动的Doherty功率放大器与AB类平衡功率放大器的功率附加效率(PAE)比较曲线图。从图2可以看出，峰值饱和输出功率约为55.8dBm,因此不对称结构能改善由于峰值放大器对载波放大器牵引不足导致的失配问题，使得蜂值饱和输出功率较为理想。当从峰值输出功率回退11.8dB时，即输出功率为44dBm,仿真得到的1:2.3不对称功率驱动的Doherty功率放大器PAE为24.21%,AB类平衡功率放大器的PAE为15.63%.因此1:2.3不对称功率驱动的Doherty功率放大器比AB类平衡功率放大器的PAE提高了8.58%。

图2 不对称Doherty功放与AB类平衡功放的PAE比较曲线图

分析图3的不对称功率驱动的Doherty功率放大器与AB类平衡功率放大器的三阶互调失真(IMD3)比较曲线图可以发现，设计的1:2.3不对称功率驱动的Doherty功率放大器的线性度较为理想。当输出功率为43 dBm时，1:2.3不对称功率驱动的Doherty功率放大器的IMD3为-42.24 dBc,AB类平衡功率放大器的IMD3为-36.61 dBc,1:2.3不对称功率驱动的Doherty功率放大器在IMD3指标上改善了5.63dBc.当输出功率为44 dBm时，1:2.3不对称功率驱动的Doherty功率放大器的IMD3为-44.46dBc,AB类平衡功率放大器的IMD3为-37.48dBc.1:2.3不对称功率驱动的Doherty功率放大器在IMD3指标上改善了6.98dBc。

图3 不对称Doherty功放与AB类平衡功放的IMD3比较曲线图

对比上述的仿真结果可以看出(对比结果如表1所示)，采用1:2.3不对称功率驱动的Doherty功事放大器能够很好的实现高线性和高效率的良好折中，设计出的功率放大器的仿真结果性能良好，和目前在实际中常采用的AB类平衡功率放大器相比在高线性度的要求下效率上有很大的提高。

表1 性能比较

3 结束语

为了适应现代无线通信系统中对功率放大器提出的高效率高线性度的要求，本文基于ADS仿真平台，采用飞恩卡尔的MRF6S21140H功放管设计出一款适合于2.14 GHz频段WCDMA基站的不对称功率驱动的Doherty功率放大器。仿真结果表明设计的1:2.3不对称功率驱动的Doherty功率放大器在载波放大器的栅极偏置电压为2.84 V,峰值放大器的栅极偏置电压为0.85 V且漏极偏置电压都为28 V时的性能良好。在输出功率为44 dBm,设计的1:2.3不对称功率驱动的Doherty功率放大器的PAE为24.21%,IMD3为-44.46dBc,和AB类平衡功放相比PAE提高了8.58%,IMD3改善了6.98dBc。从仿真结果可以看出，不对称Doherty功率放大器结构简单，效率较高且线性度好，非常适合于WCDMA移动通信基站和直放站的应用。