0 height=19> ，则变压器副边各路电压分别为：

故各路输出副边匝数分别为：

⒋ 电流密度的计算

功率开关变压器的电流密度Ｊ可由下式来计算：

（3.38）

公式中的Ｊ为功率开关变压器的电流密度，单位为Ａ／m㎡。

⒌ 漆包线的选择

功率开关变压器中名绕组所选用的铜导线是根据变压器中的工作电流和电流密度确定的。可用下式来计算：

（3.39）

（3.40）

（3.41）

上面三个公式中的S1、S2、Smi分别为功率开关变压器各绕组中所选铜导线的截面积，单位为m㎡；I1、I2、Ii分别为功率开关变压器各绕组中所通过电流的有效值，单位为A。采用上面的公式计算功率开关变压器各绕组所先铜导线的截面积时，不论是初级绕组还是次级绕组，均可适应。按照上面的公式计算出所需铜导线截面积后，在选择铜导线时，还应该考虑趋肤效应的影响。当导线有交流电流流过时，因导线内部和边缘部分所交链的磁通不同，就会导致导线截面上的电流产生不均匀分布，相当于导线有效截面积减小了，这种现象称为趋肤效应。功率开关变压器的工作频率在20KHz以上，随着工作频率的提高，趋肤效应所带来的影响愈趋明显。因此，在设计时必须慎重考虑趋肤效应所引起的导线截面积的减小问题。

① 穿透深度

穿透深度指的是由于趋肤效应，高频效应电流沿导体表面能够达到的径向深度。导线流过高频交流电流时，有效截面积的减小可用穿透深度与交流电流的频率、导线的磁导率以及电导率之间的关系为：

（3.42）

式中的△H为穿透深度，单位为mm；为导线上所流过效应电流的角频率（与占有率之间的关系为），单位为Hz；为导线的磁导率，单位为H/m；H 为导线的电导率，单位为S/m。当导线为圆铜导线时，公式可变为：

（3.43）

上式中的F为导线上所流过交流电流的频率，单位为Hz。当流过圆铜导线上的高频交流电流频率为50kHz时，趋肤效应所导致的穿透深度为０.2955△H／mm。

② 导线的选择原则

在选择所要使用的功率开关变压器初、次级绕组的导线线径时，一定要使导线的直径小于两倍的由于趋肤效应所引起的穿透深度。因此在本次设计中，由于工作在50kHz的频率下，趋肤效应所导致的穿透深度为0.2955△H／mm，所以导线的直径应为：

根据功率开关变压器各绕组的工作电流和所规定的电流密度，可以确定所要采用的导线规格，其计算公式如3.41所示。考虑到铜线的电流密度可取3～6A/m㎡，这里取4A/m㎡。

计算原边最大工作电流。在最低交流输入电压为了180V时，变压器原边通过的电流一定是最大可能的工作电流，由 可得：，所以电流有效值\* MERGEFORMAT （A）。由公式可得：

考虑到趋肤效应的影响，导线直径要小于0.5914mm。另外，考虑到铜线的电流密度可取，这里取。由最大工作电流得出的所需导线的截面积选择合适的导线，因此，这里原边采用铜芯直径为0.40mm的漆包线绞结成3股并绕。

由副边各回路工作电流，可以计算所需导线的截面积，分别为：

因此，可以确定副边各绕组的铜芯直径为：Do1取0.3mm的漆包线进行2股并绕；Do2取0.40mm的漆包线进行2股并绕；Do3取0.50mm的漆包线绞结成4根进行并绕。

③ 交流电阻的计算

当使用的导线线径大于两倍的穿透深度时，由于趋肤效应所引起的导线电阻将增加，因此应应用导线的交流有效电阻值来计算绕组的压降和损耗。其计算公式为：

（3.44）

上式中的d为实心圆铜导线的直径，单位为mm。

因此，各绕组的交流电阻分别为：

④ 电流有效值的计算

在功率开关变压器中，流过变压器绕组中的电流通常为矩形方波，计算各绕组的功率损耗时，应该采用电流的有效值，即均方根值来计算。电流有效值的计算公式如下式所示：

（3.45）

式中的Ip为矩形脉冲的峰值。

⒍ 分布参数的计算

在开关稳压电源电路中使用的功率开关变压器所传输的是高频脉冲方波信号。在传输的瞬变过程中，漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及顶部振荡，造成损耗增加，严重时会导致功率开关损坏。在输出电压较高时，由于绕组的匝数和层数较多，因此就要考虑分布电容的影响和危害。同时，降低分布电容有利于抑制高频信号对负载的影响和干扰。对于同一个变压器，要同时减小和降低漏感和分布电容是非常困难的。因为二者的减小和降低是相互矛盾的，所以应根据不同的工作要求，使漏感和分布电容都压缩到最低极限值为宜。在功率开关变压器的设计和加工过程中，为了校验所设计和加工的功率开关变压器的分布参数是否在所规定的要求之下，就必需进行计算。计算内容包括漏感和分布电容的计算。

①漏感的计算

变压器的漏感是由于初级与次级之间、层与层之间、匝与匝之间磁通没有完全耦合而造成的。通常采用初级绕组和次级绕组交替分层绕制的方法来降低变压器的漏感。但是，交替分层绕制使线圈结构复杂，绕制加工难度增加，分布电容增大。因此，在实际设计中，一般取线圈磁势组数M以不超过4为宜，其线圈绕制方法和漏感的计算方法如下：

(1)罐型和芯式磁心漏感的计算方法

罐型和芯式磁心漏感的计算方法见表3.2所示。

表3.2 磁芯漏感的计算

式中：Ls为所计算的漏感值，单位为H；lm为初、次级绕组的平均厚度，单位为cm，hm为初、次级绕组的高度，单位为cm；为初、次级绕组的绝缘厚度，单位为cm；为每柱上初级绕组的厚度，单位为cm；\* MERGEFORMAT 为每柱上次级绕组的厚度，单位为cm；kl为漏感修正系数，可由下式计算：

（3.46）

其中y为线圈结构参数，可由下式计算：

（3.47）

此式中的 为线圈的总厚度（不包括内外绝缘层的厚度），单位为cm；M为漏感组数，M≤4。漏感正系数kl可由漏感修正系数曲线上查得。

(2)初、次级漏感的换算

由于初级绕组绕在最里边，因此可以认为初级绕组的的漏感为零。而次级绕组绕在最外边，其漏感则肯定不为零，可以采用下式计算：

（3.48）

式中Ls2为次级绕组的漏感值，单位为H；Lr为绕组的电感量，单位为H；\* MERGEFORMAT 为环型变压器的内径，单位为cm；\* MERGEFORMAT 为环型变压器的外径，单位为cm；hr为环型变压器的高度，单位为cm；N2为次级绕组的匝数；为次级绕组层与层之间的厚度，单位为cm。将次级绕组的漏感换算至初级的漏感为：

（3.49）

公式中的Ls1为次级换算至初级的漏感，单位为H；N1为初级绕组的匝数。

(3)减小漏感的措施

在功率开关变压器的设计计算和绕制加工过程中，可采取下列措施来减小漏感：

Ⅰ. 尽量减少绕组的匝数，选用高饱和磁感应强度、低损耗的磁性材料。

Ⅱ. 尽量减小绕组的厚度，增加绕组高度。

Ⅲ. 尽可能减小绕组间的绝缘厚度。

Ⅳ. 采用分层交叉绕制方式绕制初、次级绕组。

Ⅴ. 对于环型磁心变压器，不管初次级绕组的匝数有多少，在绕制绕组时，均沿环形圆周均匀分布地绕制。

Ⅵ. 对于大电流工作状态下的环型磁心变压器，采用多绕组并联方式绕制并且尽可能地减小线径。

Ⅶ. 在输入电压不太高的情况下，初次级硗组采用双线并绕的加工工艺。

⒎ 变压器损耗的计算

功率开关变压器的损耗包括绕组的铜耗和磁心的磁耗。绕组的铜耗取决于绕组线圈的材料、匝数和所选用绕组导线的粗细以及股数。此外，当传输功率固定时，在计算和设计功率开关变压器的过程中，一定要将各种参数尽可能地考虑进去，最后使得铜耗和磁耗保持相等和平衡。只在这样才能保证功率开关变压器中磁心温升与绕组线包的温升达到平衡或一致。

① 绕组铜耗的计算。功率开关变压器名个绕组的铜耗取决于每一个绕组线圈中所流过的电流有效值和每一个绕组线圈导线的交流电阻。可用下式来计算：

（3.50）

（3.51）

（3.52）

上面三个公式中的Pm1、Pm2、Pmi分别为各个绕组的铜耗，单位为Ｗ；I1、I2、Ii分别为各个绕组中所流过的电流有效值，单位为A；Rm1、Rm2、Rmi分别为各个绕组的交流电阻，单位为 。因此，各绕组的铜耗为：

② 磁心磁耗的计算。功率开关变压器磁心的磁耗由工作频率、工作磁感应强度和磁性材料的性质等参数来决定。可用下式来计算：

（3.53）

式中：Pc为功率开关变压器磁心的磁耗，单位为Ｗ；Pc0为在工作频率和工作磁感应强度下，单位质量的磁心损耗，单位为Ｗ/kg；Gc为磁心的质量，单位为kg。

③ 功率开关变压器总损耗的计算。功率开关变压器的总损耗就等于绕组的铜耗Pm和磁心的磁耗Pc之和。可用下式来计算：

（3.54）

绕组的铜耗Pm为功率开关变压器各个绕组铜耗之和，即公式：

公式中的Pz为功率开关变压器的总损耗，单位为W。

⒏ 变压器温升的计算

功率开关变压器的温升有下列两个含义：

①在磁心的各个磁性参数都符合设计要求条件下的正常温升。

②在特定条件下的温升。

在选择磁心时，由于受到某些外界因素和条件，如价格、外形尺寸以及磁心的加工制作的限制，使得所选用磁心的某些性能参数不能达到设计要求，如传输功率低于所计算的传输功率，磁心的面积乘积小于所要求的数值，窗口面积小于所要求的数值，使绕组的铜耗增大等，这样就会造成功率开关变压器的温升急剧升高。在这种情况下，必须采取强制风冷的方法，把变压器的温度降下来，使变压器强行来完成所要求传输的功率。

功率开关变压器输入功率的一部分由于损耗而将变成热量，从而使变压器的温度升高，并通过辐射和对流的共同作用，从变压器的外表面将这些热量的一部分散发掉。因此，变压器的温升与变压器的表面积的大小的关系十分密切。变压器温升的计算可以参照变压器的结构形式，按下列的方法进行计算：

（3.55）

式中：S1为变压器的表面积，单位为c㎡；Ap为磁心面积的乘积，单位为\* MERGEFORMAT ；ks为表面积系数，与磁心的结构形式有关。对于本次设计选用的E型磁心，经查表，其对应的表面积系数ks＝41.3。

功率开关变压器表面单位面积所损耗的平均功率q为

（3.56）

式中的q为功率开关变压器表面单位面积所损耗的平均功率，单位为。经查得在本次设计中当温深取50℃时，q＝0.07Ｗ／c㎡。

⒐ 功率开关变压器设计中的一些重要参数和技术性能

功率开关变压器设计中的一些重要参数和技术性能主要包括磁心磁性材料的技术参数、绝缘材料及骨架材料的技术性能参数和功率开关变压器的装配及绝缘处理等内容。

① 磁心磁性材料的技术参数

在半桥式直流变换器电路中所使用的功率变压器工作在双极性状态。在这种工作状态下，由于功率开关变压器的初级绕组在一个周期内要加上幅值和导通时间都相等而方向相反的脉冲方波电压，因此功率开关变压器磁心中所产生的磁通沿交流磁滞回线对称地一下移动，磁心工作于整个磁滞回线上，如图3.13所示。因此在一个周期中，磁感应强度从正最大值变化到负最大值，磁心中的直流磁化分量基本抵消。

图3.13 双极性功率开关变压器磁心的磁滞回线

由于铁氧体磁心价格便宜、加工简单、结构形式多种多样，因此得到了非常广泛的应用。但是，铁氧体磁心也存在着许多缺点，如饱和磁感应强度值较低，温度稳定性较差，易碎等。对于对体积、重量、环境条件及性能指标等方面要求不是很高的情况下还是有一定的优势。有关铁氧体磁性材料的主要磁性能参数如表3.9所示：

表3.9 铁氧体磁性材料主要磁性能参数

用铁氧体磁性材应满足以下要求：双极性工作状态下的功率开关变压器要求磁性材料具有较高的导磁率和较低的高频损耗。这点与单极性工作状态下的功率开关变压器的要求磁性材料具有较高的磁感应强度和较低的剩余磁感应强度有点区别。

软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。

在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4K～R10K，即相对磁导率为4000～10000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。

a.具有较高的饱和磁通密度Bs和较低的剩余磁通密度Br

磁通密度Bs的高低，对于变压器和绕制结果有一定影响。从理论上讲，Bs高，变压器的绕组匝数可以减小，铜损也随之减小。

在实际应用中，开关电源高频变换器的电路形式很多，对于变压器而言，其工作形式可分为两大类：

1）双极性

电路为半桥、全桥、推挽等。变压器一次绕组里正负半周励磁电流大小相等，方向相反，因此对于变压器磁心里的磁通变化，也是对称的上下移动，B的最大变化范围为△B=2Bm，磁心中的直流分量基本抵消。

2）单极性。电路为单端正激、单端反激等，变压器一次绕组在1个周期内加上1个单向的方波脉冲电压（单端反激式如此）。变压器磁心单向励磁，磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之间变化，这时的△B=Bm－Br，若减小Br，增大饱和磁通密度Bs，可以提高△B，降低匝数，减小铜耗。

2）在高频下具有较低的功率损耗

铁氧体的功率损耗，不仅影响电源输出效率，同时会导致磁心发热，波形畸变等不良后果。变压器的发热问题，在实际应用中极为普遍，它主要是由变压器的铜损和磁心损耗引起的。如果在设计变压器时，Bm选择过低，绕组匝数过多，就会导致绕组发热，并同时向磁心传输热量，使磁心发热。反之，若磁心发热为主体，也会导致绕组发热。

选择铁氧体材料时，要求功率损耗随温度的变化呈负温度系数关系。这是因为，假如磁心损耗为发热主体，使变压器温度上升，而温度上升又导致磁心损耗进一步增大，从而形成恶性循环，最终将使功率管和变压器及其他一些元件烧毁。

3）适中的磁导率

相对磁导率究竟选取多少合适呢？这要根据实际线路的开关频率来决定，一般相对磁导率为2000的材料，其适用频率在300kHz以下，有时也可以高些，但最高不能高于500kHz。对于高于这一频段的材料，应选择磁导率偏低一点的磁性材料，一般为1300左右。

4）较高的居里温度

居里温度是表示磁性材料失去磁特性的温度，一般材料的居里温度在200℃以上，但是变压器的实际工作温度不应高于80℃，这是因为在100℃以上时，其饱和磁通密度Bs已跌至常温时的70％。因此过高的工作温度会使磁心的饱和磁通密度跌落的更严重。再者，当高于100℃时，其功耗已经呈正温度系数，会导致恶性循环。对于R2KB2材料，其允许功耗对应的温度已经达到110℃，居里温度高达240℃，满足高温使用要求。

② 绝缘材料及骨架材料的技术性能参数

功率开关变压器中的绝缘材料和浸漆封装直接影响着功率开关变压器的转换效率和安全可靠性。

ⅰ绝缘压敏粘胶带

绝缘压敏粘胶带是近几年则研制成功后投放市场的新型材料，它以抗电绝缘强度高、使用方便、机械性能好、色彩鲜艳、价格低廉等优点而被广泛应用于各种变压器绕组的层间、绕组间、绕组和骨架之间的绝缘和外包绝缘。在功率开关变压器中所使用的粘胶带以聚脂、涤纶、聚氯乙烯为基材，用丙烯酸脂聚合物为粘合剂，经涂布、烘焙、加热交联而成压敏粘胶带。功率开关变压器中所使用的粘胶带必须满足以下要求：⒈粘胶性能好，抗剥离，具有一定的拉伸强度。

⒉绝缘性能好，耐高压，耐有机溶剂，抗老化。

⒊温度稳定性好，随着变压器的温升，对变压器各种稳定性的影响小，并且还要具有阻燃的良好特性。

⒋色泽光洁鲜艳。

⒌导热性能良好。

③ 功率开关变压器的装配及绝缘处理

⑴功率开关变压器的装配

功率开关变压器的装配也就是将绕制完成的线圈部件与磁心零件装配在一起，必要时还需装配屏蔽层和固定夹框。功率开关变压器的装配工艺流程如图3.14所示。

SHAPE

图3.14 变压器装配工艺流程图

工艺流程可叙述如下：

Ⅰ.调试。装配磁心前调整气隙之电感量，直到符合要求时为止。该工序只在磁心间的气隙需外加间隙时进行。若设计所规定的气隙是在磁心制造加工时就由磁心的生产厂家在磁心的中柱上磨削而成的话，则该工序可以免去。

Ⅱ.磁心上胶。目的是将磁心牢固地粘合在一起。

Ⅲ.装间隙片。选择与所计算出的气隙宽度相等的垫片分别粘于磁心的端面上。垫片一般均选择叠层绝缘纸，并与变压器端面外形相同。

Ⅳ.装磁心。将磁心套入绕有线圈的骨架内对齐粘合在一起。

Ⅴ.包胶带和装夹具。当设计文件规定在磁心四周要包扎压敏胶带时，可利用该胶带兼作磁心端面胶干燥固定装置，否则磁心粘合后还要用专用夹具将磁心固定后进行常温干燥或高温干燥。

Ⅵ.干燥。磁心上胶、浸渍后所进行的常温干燥或高温干燥。

Ⅶ.装屏蔽层。根据设计文件的要求和规定，在变压器的周围沿着绕线的方向采用较薄的金属宽带加装屏蔽层。

Ⅷ.修正。

⑵功率开关变压器的绝缘处理——浸漆处理

功率开关变压器装配完成以后，还必须进行绝缘处理，也就是浸漆处理。这是因为浸漆处理后能够起到以下的作用。

Ⅰ.能够提高电器绝缘性能。

Ⅱ.能够增强耐潮湿性能。

Ⅲ.能够增强耐热性能和提高导热率。

Ⅳ.增加了机械强度，防止了匝间短路。

Ⅴ.能够提高化学稳定性。

Ⅵ.提高了外表的美观感，增强了防锈能力。

⑶功率开关变压器的预烘、浸渍和干燥处理

Ⅰ.功率开关变压器的预烘处理。功率开关变压器预烘处理的目的是把变压器绝缘材料和空气中的潮气和水分除掉，要完成这一过程需要一定的温度和时间，有时甚至还需要采取抽真空、循环通风等方法来实现。去潮气和水分的本质是将水分蒸发出去。因此，为了加快蒸发的速度，缩短时间，可以将温度调得稍微高一些，但温度过高将会降低绝缘材料的寿命。一般采用的预烘温度为110～120℃（在正常压力下）；若在真空烘箱中预烘，预烘温度可以适当低一些，温度一般在80～110℃范围内。预烘一般都是在烘箱内加热干燥。可供预烘使用的烘箱有以下几种：

ⅰ空气自然循环烘箱。

ⅱ强迫空气循环烘箱。

ⅲ真空烘箱。

预烘时间的长短主要取决于绝缘电阻是否达到要求，它和产品的体积、结构和预烘方法等因素有关。为了使线圈内部的水分容易蒸发出来，预烘温度要逐步增加，使热量渐渐从外部进入线圈内部。若骤然加热，会使线圈表面水分快速蒸发，表面蒸汽压力大，水分不易从内部排出。

Ⅱ.功率开关变压器的浸渍处理。

功率开关变压器预烘之后便是浸渍，浸渍前先将漆基放入稀释剂内溶解，使绝缘漆的粘度调至４号粘度计25～30s（在20℃的常温下）。稀释剂的选择应根据绝缘漆和漆包线的性质而定。常用的浸渍方法有：常压热浸、加压浸渍和真空加压浸渍等三种方法。

ⅰ.常压热浸。当预烘的变压器温度降到50～60℃时，趁热沉入漆液内，使漆液高出变压器100mm左右。漆液渗入变压器线圈内，并把线圈内部的气体排出。当停止冒出气泡时，即可取出。沉浸时的温度不宜高也不宜过低。温度过高会引起表面漆过早结成膜，使内部溶剂与潮气不易挥发出来。温度过低就会降低漆的渗透能力，浸渍后的线圈也易吸收空气中的水分和潮气，降低了预烘的效果。

ⅱ.加压浸渍。加压浸渍也称为压力浸渍。它比热浸法速度快，所用时间短，质量高。这种方法主要是增强了漆的渗透能力，可浸得较透。它需要使用能够承受5～10个大气压的球形压力浸渍罐来进行浸渍。其过程是将预烘过线圈温度降至50～60℃，然后沉入盛有漆的球形压力浸渍罐内加盖密封，使用泵加压至3～7个大气压，保持3～5分钟，然后降低压力3～5分钟，再加压，而后又降压，如此循环重复多次，最后解除压力，取出变压器滴1～2小时，擦去不需要浸渍部分的漆，就可以放入烘箱内烘干。

ⅲ.真空加压浸渍。真空加压浸渍也称为真空压力浸渍。它的主要优点是浸渍质量很高，容易渗透，可以使变压器线圈吸附的潮气和水分降至最小限度。缺点是设备较复杂，费用较高。

Ⅲ.功率开关变压器的干燥处理。功率开关变压器浸渍后的烘干过程要比预烘更为复杂。在烘干过程中不但有物理变化过程，同时还有化学反应过程。溶剂在作为稀释的同时，由于干燥时它从内部挥发会形成毛细孔，能使空气进入漆的内部，因而加速了内部的氧化过程。由此可见，烘干可以分为两个阶段，第一个阶段为溶剂的挥发过程，第二个阶段为漆膜的氧化聚缩过程。对于无溶剂绝缘漆而言，则主要是第二个阶段的反应过程。

ⅰ.在第一个阶段，也就是溶剂的挥发过程中，温度应该低一些，一般为了70～80℃。为了保证内部漆中的溶剂容易挥发，温度不宜过高，过高会使大量的漆挥发掉，从而产生流漆、气泡现象。同时，还会在绝缘层表面形成硬膜，从而妨碍内部的溶剂挥发出来。此阶段的时间应根据溶剂的挥发情况而定，一般约需2～3小时。溶剂挥发过程如果采用真空干燥法，则可能使挥发更为彻底，温度也可以降低一些，时间也可以缩短一些。

ⅱ.在第二个阶段，也就是漆膜的氧化聚缩过程中，温度应该高一些，并且还要放在热风循环炉里，以加速漆基的氧化聚缩过程，一直到彻底烘干为止。A、B级绝缘漆的烘干温度一般为120℃，最高不能超过130℃。若采用无溶剂快干绝缘漆浸渍，则可以使用自动循环通风浸渍烘干设备，将预烘、浸渍、烘干工序在一个通用设备中一次完成，这样可以大大提高生产效率，降低生产成本，减轻劳动强度。

3.2.5隔离驱动电路的设计 3.2.5.1驱动电路采用IR2110专用集成驱动电路

IR2110是美国IR公司生产的高压、高速PMOSFET和IGBT的理想驱动器。该芯片采用HVIC和闩锁抗干扰制造工艺，集成DIP、SOIC封装。其主要特性包括：悬浮通道电源采用自举电路，其电压最高可达500V；功率器件栅极驱动电压范围10V～20V；输出电流峰值为2A; 逻辑电源范围5V～20V，而且逻辑电源地和功率地之间允许+5V的偏移量；带有下拉电阻的COMS施密特输入端，可以方便地与LSTTL和CMOS电平匹配；独立的低端和高端输入通道，具有欠电压同时锁定两通道功能; 两通道的匹配延时为10ns；开关通断延时小，分别为120ns和90ns;工作频率达500kHz。其内部结构主要包括逻辑输入，电平转换及输出保护等。

1. IR2110性能特点：

①具有独立的低端和高端输入通道。

②悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V。

③输出的电源端（脚3）的电压范围为10—20V。

④逻辑电源的输入范围（脚9）5—15V，可方便的与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有 V的便移量。

⑤工作频率高，可达500KHz。

⑥开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns。

⑦图腾柱输出峰值电流2A。

2. 驱动半桥式开关管电路

在功率MOSFET用作高压侧开关（漏极接到高压干线），被驱动饱和导通，即在它的两极之间压降最低时，其栅极驱动要求如下：

① 栅极电压一定要比漏极电压高10～15V，用作高压侧开关时其栅极电压必定高于干线电压，它常常可能是系统中的最高电压。

② 栅极电压从逻辑上看必须是可控的，它通常以地为参考点。因此控制信号就不得不转换电平为高压侧源极电位，在绝大部分应用中控制信号在两干线电压间摆动。

③栅极驱动电路吸收的功率不会显著地影响总效率。

考虑到这些约束，对IR2110采用自举原理设计自举工作电路。

3.2.5.2隔离元件的选择

本设计电源初次极隔离器件选择DIP4通用光电耦合器PC817。

其性能特点：

① 电流传输比CTR：IF=5mA，VCE=5V时最小值为50%；

② 输入和输出之间的隔绝电压Viso（rms）：5.0KV。

3.2.6二次整流与滤波电路的设计 3.2.6.1二次整流电路

开关稳压电源中的二次整流电路是出现在开关功率变压器次级回路中的整流电路。在本次设计中拟采用∏型RC滤波电路。如图3.17所示：

图3.17 二次回路中∏型RC滤波电路

电路中，由电感L、电容C3、C5组成滤波电路。因为二次整流电路一般都为为高频整流电路，所以整流二极管必须必须高频快恢复开关二极管。肖特基二极管不但具有高频快恢复开关二极管的特性，而且还具有正向压降特别低的优点，因此特别适合用作作稳压电源电路中的二次整流二极管。作为开关稳压电源电路中的二次整流二极管，必须具有开关速度快、截止时反向漏电流小和恢复速度快等特点。这些特点的优势在高频大功率输出开关稳压电源电路中表现得尤为突出。在无工频变压器但具有开关功率变压器的开关稳压电源电路中，开关二极管或续流二极管即为二次整流部分的整流二极管。在整流电路的设计时，采用全波整流方式。全波整流电路的优点是变压器输出功率的利用率为100％，输出直流电压中的纹波电压较低。缺点是高频开关变压器必须加工有中心抽头。在整流二极管的两端并联有一电阻和电容串联的电路，其作用是滤除高频杂波信号，使高频杂波通过C4导通到地。

3.2.6.2二次滤波电路

电路中，电容C3、电感L、电容C5共同构成∏型LC滤波电路。其中C3的作用是滤除交流信号。电感L对直流电无电压降，对交流电能够储藏能量，利用电感的储能作用可以减小输出电压的纹波，从而得到比较平滑的直流。电容C5为二次滤波电容，用来再次滤除交流信号。

第4章 系统使用及维护

4.1系统使用说明

本节主要就整个设计中所遇到的问题进行说明，为了以后使用和维修的方便现将其以总结如下。

4.1.1使用方面

根据本次设计的目标，此开关稳压电源的输入电压范围为180V～260V，各路输出电压的输出功率平均为110W。因此在使用时只能用于功率低于额定允许功率（即110W）的场合。

4.1.2维修方面

当开关电源的输出电压不能正常工作时，需要对电路进行检修。在本次设计的开关稳压电源中检修思路分以下几种情况，下面分别与以讨论（均以输出电压110V电路为例）。

4.1.2.1上电即烧保险

在电源正常工作时，通过交流保险丝的电流，满负荷工作时最大不会超过4A，而本次设计中交流保险丝的熔断电流为5A，现在上电即烧，表明电源内有严重短路性故障。

① 抗干扰电容C1、C2、C3是否击穿。如果C1、C2被同时击穿短路，或是C3被击穿短路，都相当于交流输入直接短路，直接烧断保险丝。

② 整流电路是否短路。如果整流电路出现短路，也会将保险丝烧断。检查时，可断开整流电路与开关管的连线，使开关电路暂时脱开。用3A的保险管代换电路中原保险丝，也可用交流电流表跨接在烧坏了的保险丝两端。再接通开关上电，若3A保险管烧断或交流电流值很大，则说明故障在整流电路。

③ 分压电容C4、C5是否击穿。在本设计电路中，只要分压电容C4或者C5一个被击穿，在电源工作时，至少会有半个周期不能通过开关变压器初级线圈向次级转换能量并提供给负载。因此，在不能通过变压器线圈的半个或是整个周期到来时，将产生很高的脉冲电压将保险丝烧断。

④开关管是否击穿。根据半桥式开关电源的电路结构，在开关电源中损坏率较高的是开关管。检测时可先测MOSFET各电极对地电阻，若检测值偏离正常值，再将源、栅极从电路中断开做验证性检测。此时应注意，如果两开关管同时击穿，不可盲目更换新管。因为造成开关管击穿的原因可能是其本身的质量问题，也可能是电路中的其它故障导致，如果隐患没有消除，换上新管后可能再次击穿。

⑤开关变压器内部是否短路。基开关变压器内部短路，同理也不能向次级转换所储存的能量，也会烧保险丝。由于开关变压器的检测比较麻烦，因此一般只有在前面项都确定没问题的情况下才对它进行检测。检测的方法是用同型号的开关变压器代换。若经代换，故障消除，说明原变压器内部有故障。如果一时找不到同型号的开关变压器，只好将整个元件从电路中拆下进行质量检查。

4.1.2.2直流输出电压（+110）为零

若保险丝完好，上电后测得的直流输出电压为零，应立即检测开关管漏极电压。

①若漏极电压为零，表明交流输入电路或整流电路中有开路性故障。

②若Vs1、Vs2漏极源极电势差为140V～180V（加在开关管的电势差为整流后电压的一半）直流电压，则表明整流和输入电路工作正常，故障原因是开关管驱动电路无脉冲电压，导致两开关管不工作，直流电压不能耦合到次级去，帮输出为零。造成的原因可能有：

a.开关管内部开路。其检修方法前面已作介绍。

b.反馈回路开路。如果开关变压器次级的电压反馈回路开路，即分压电阻开路，反馈电压不能输入ＰＷＭ脉宽调制芯片输入脚，或者初级线圈电流过大，脉宽调制芯片SG3525过流保护工作，或者光耦合器PC817故障，SG3525的输出脉冲信号不能送到专用驱动芯片IR2110，都会使输出电压为零。检测思路：先查反馈分压电阻各点电压。如果正常，再查SG3525的输出引脚，如果输出脉冲信号正常，再查IR2110输入信号。若IR2110输入异常，则可能是光耦合器PC817故障，更换同型号光耦。若前面检测都正常，再查IR2110的两个脉冲输出信号，如果发现异常，则是驱动芯片故障，更换芯片。

4.1.2.3输出电压偏低

造成此种故障现象的原因有两类。一类情况是开关电源中稳压部分的元件质量出现问题，使开关管的导通时间变短，储能减少，电源端能量的补充跟不上负载端电能消耗的需要。检测的重点是影响开关管导通时间的电路。

①取样电路。当分压电阻的阻值变化时，造成取样电压偏大，将会使脉宽调制输出脉冲高电平时间减小，即控制开关管导通时间减小。

②影响开关管导通时间的回路中元件质量不佳，如电阻接触不良等都会导致输出电压的下降。

第二类情况是：由于负载电流太大，开关电源的换能跟不上。造成这种情况的最大可能是负载出现短路故障，可先断开负载再进行实验。

4.1.2.4输出电压偏高

造成此种故障现象的原因也分两类，且两类情况与出现输出电压偏低故障的原因类似，故此省略。

4.2系统性能指标

本次设计的系统性能指标参数如下所示：

⒈输入交流电压范围：

⒉输出直流电压：

Ｖo1＝110V/1A

Ｖ02＝50 V/2A

Ｖ03＝15 V/7A

⒊开关电源的效率：

⒋传输占空比：

D＝0.8

⒌工作振荡频率：

f＝50KHz

5.抗干扰技术研究

5.1开关电源的干扰源 5.1.1噪声分类

开关电源中的噪声按它们给负载造成影响的形式分类，有以下几种：额定噪声：指在主回路引线间传播的噪声；共模噪声：指在主回路引线和机壳间传播的噪声；辐射噪声：指通过空间向外发射的噪声。开关电源的噪声分类如图5.1 所示。

图5.1 开关电源的噪声分类

5.1.2噪声的传播方式

噪声传播的主要方式为：传导耦合、公共阻抗耦合以及辐射电磁场耦合。

5.1.2.1传导耦合

噪声经导线传播进入信号电路称作“传导耦合”。交流电网长线以及信号电路中的长线都能引起传导耦合。

5.1.2.2公共阻抗耦合

在同一个系统中电路和电路（或设备和设备）之间为了传递信息总需要一个公共点即电位参考点，这就形成了公共阻抗，流经公共阻抗的电流便将噪声耦合到其他电路（或设备）中去。

5.1.2.3辐射耦合

所有的元件和导线，当有电荷运动时都会辐射电磁场，电磁场又分为近场和远场，远场的耦合方式以电磁辐射形式为主，近场耦合又分为电容性耦合和电感性耦合。电容性耦合是指设备内部元件和元件之间、导线和导线之间、导线和元件之间以及导线、元件和结构件之间由于存在分布电容，如果高电位的导体中有噪声电压，通过分布电容使低电位导体受到影响。电感性耦合是指导体中电流流动时产生的磁通，通过互感被相邻导线（或电路）耦合而感应电压。

5.2开关电源噪声的抑制 5.2.1噪声源的抑制和消除

对于开关电源的噪声抑制和消除办法主要有削弱噪声源、屏蔽和滤波等几种方法。

5.2.1.1功率开关管产生的噪声

开关管的感性负载是高频变压器或储能电感，当开关导通的瞬间，在变压器的初级绕组上产生很大的电流，它在开关管过激励较大时将产生尖峰噪声，有可能击穿开关管。

在开关管上并接RC阻尼网络或阻尼电容，也可以并接在变压器的初级绕组上，增加开关管的电压上升时间，减少初级绕组上的电压变化率，从而削弱尖峰噪声。功率开关管的集电极是一个强干扰源，开关管的散热片应接到开关管的发射极上，以确保集电极与散热片之间由于分布电容而产生的电流流入主电路中。为减少散热片和机壳的分布电容，散热片应尽量远离机壳，如有条件的话，可采用有屏蔽措施的开关管散热片。

5.2.1.2高频整流二极管恢复特性产生的噪声

用PN结硅二极管进行高频整流时，正向电流所蓄积电荷在加反向电压时不会马上消失。由于载流子蓄积效应，二极管流经反向电流。这段时间称为反向恢复时间。整流二极管反向恢复时间引起的短路效应，将会导致副边极大的电流尖峰和高压开关管漏极电流尖峰。该尖峰电流变化的速率愈大，则引线电感上感应的电压也愈高，产生的噪声也就愈大。

短路尖峰电流的大小以及上升速率不仅和开关整流二极管本身的结构工艺有关，同时也随高压开关管的开通速率以及流过二极管电流的大小而异，负载电流愈大，通过二极管的电流也愈大。因此采用多个二极管并联或并行连接来分担负载电流便能相应地降低尖峰电流。高压开关管的开通速率高，则施加给开关二极管上的反向电压上升速率也大，尖峰电流的幅度也大。因此，适当减缓高压开关管的开通速率（相应的开通损耗将增加，因而需要综合考虑）或是选用反向恢复时间短、复合电荷少的开关整流二极管，亦即造成高压开关管开通速度相对于开关整流二极管反向恢复时间缓慢，便能有效地减小尖峰电流。

在恢复过程中，若反向电流急剧降为零，则往往会引起频率达数十兆赫的高频振荡，因此，开关二极管的反向恢复电流呈软特性者为佳。

当选用的开关二极管具有较长的恢复时间，较多的复合电荷和较硬的电流恢复特性时，就必须设法减缓施加在二极管上反向电压的上升率。当二极管的电压由正跃变到负时，如果能实现电压的换向时间比非平衡载流子的消散时间更长，则反向恢复电流的骤增现象可大为减缓。在二极管两端并联RC阻尼网络，可以改变二极管反向恢复电流的变化率和反向恢复时间，从而减小接线电感两端的感应电动势，因此，可以抑制尖峰干扰。假如RC阻尼网络虽然能够减小尖峰干扰，但是该网络将损耗一定的功率，开关电源的效率将降低，为了减小阻尼网络的损耗功率，电容C不能过大，R 不能过小。整流二极管应采用恢复电荷小，且反向恢复时间短的，如肖特基管，最好是选用反向恢复呈软特性的。另外在肖特基管两端套磁珠和并联RC吸收网络均可减少干扰，电阻、电容的取值可为几Ω和数千pF，电容引线应尽可能短，以减少引线电感。实际使用中一般采用具有软恢复特性的整流二极管，并在二极管两端并接小电容来消除电路的寄生振荡。

5.2.1.3变压器产生的噪声

高压开关管关断时，变压器的漏感会使开关管出现电压过冲。由于漏感、引线电感和分布电容的存在，在电路中产生振铃噪声。

为了防止或减小变压器的漏感产生的电压过冲，在设计制造变压器时尽量减少变压器的漏感和分布电容，并保证在任何情况不发生磁饱和，除采用高导磁率、高居里点的磁芯以及采用紧耦合的绕制工艺外，还可以在高频变压器的初级绕组上采用吸收网络来降低它的幅度。

5.2.1.3电容产生的噪声

对于交流输入的开关电源在输入侧接有整流和平滑电路，这就是电容输入型回路。这回路有导通角较小的充电电流在电源流通，电流变化要产生噪声，同时电容的等效串联电感影响也较大。电容最好选用低感或无感电容。

5.2.2噪声的屏蔽

对开关电源的整体和局部进行屏蔽是抑制电磁耦合和传导干扰的有效措施。所谓屏蔽就是利用金属板、网或盒将电磁场限制在一定的空间或将电磁场强度降低到一定数量级的措施。屏蔽可以分为静电屏蔽、电磁屏蔽和磁屏蔽。

5.2.2.1静电屏蔽

静电屏蔽是为了防止静电场的影响，通常利用低电阻金属材料容器使其内部的电力线不传到外部，同时外部的电力线不影响内部，用以消除两个电路之间由于分布电容的耦合产生的干扰。近场电容性耦合对于高压电场中高输入阻抗电路是一种主要干扰，因而需要用静电屏蔽的方法加以抑制。在变压器原副边绕组之间插入一层铜皮并将其接地就是静电屏蔽的代表例子。

5.2.2.2电磁屏蔽

电磁屏蔽主要用来减小高频电磁场干扰，它利用电磁场在屏蔽体内产生涡流起屏蔽作用，使用材料和静电屏蔽相同。不同的是，电磁屏蔽即使不接地，对防止漏磁也是有效的。但由于导体没有接地，增加了静电耦合，也增加了对干扰电压的感应，所以，还是接地为好。这样就同时兼有静电屏蔽的作用。

5.2.2.3磁屏蔽

电磁屏蔽在低频时不是非常有效的，可用高导磁率的材料来屏蔽一个磁场，以便将磁力线限制在屏蔽体内。为防止高频变压器等磁通的泄露可采用磁屏蔽，即用坡莫合金材料将它罩起来，或是采用磁屏蔽作用的罐形铁氧体磁芯。单纯的磁屏蔽不需要接地。在开关电源中除了元器件需要屏蔽外，整个电源也要屏蔽起来。因为电源内部的振荡器所产生的高频电磁波通过电路中的变压器、电感、电容、电阻以及导线等元器件传播和辐射出去，而污染周围的用电环境和干扰别的仪器和仪表，采用屏蔽盒屏蔽可以有效地抑制辐射干扰。

开关电源中各元件及导线与接地点所产生的寄生电容会引起电场耦合。加上一个屏蔽盒并与地良好接触，就相当于增大了电路中各元器件和导线与接地点的寄生电容，从而将电路中各元器件和导线与地之间所感应的高频信号降低到一定程度。开关电源中载流元件和引线与地之间的寄生电感会引起电路与电路之间、系统与系统之间的磁耦合，加上屏蔽盒并与地良好接触，就相当于减小了元器件和导线与地之间的寄生电感，从而把寄生电感引起的高频电动势（高频干扰信号）大大地降低。屏蔽效果除了决定于屏蔽材料外，还和屏蔽体上的接缝、接触电阻以及开孔情况有关。大多数屏蔽体总是不连续的，总会有机械接缝、导线孔和为散热而开的通风孔等，这些都会影响屏蔽效果，而且，事实上屏蔽效果的好坏主要取决于这些因素引起的泄漏。为此，机械接缝最好能熔焊或用螺钉旋紧，在接缝处采用导电衬垫改善接触面的导电性，屏蔽体上尽可能地不要开孔，为了散热必须开的散热通风孔，用大量小圆孔方阵代替长孔。将高频脉冲变压器、输出滤波电感等磁性元件加上屏蔽罩，可以将磁力线限制在磁阻小的屏蔽体内。

5.2.3噪声的滤除

滤波是抑制噪声的一种有力措施，尤其是对低频噪声和传导性噪声。传导性噪声是指通过电路从噪声源所在的领域到另一领域的噪声，它包括污染电网中噪声进入电源，并通过电源传输给负载的噪声，负载产生的噪声反向窜入电源，并通过电源传输给电网的噪声。传导性噪声可分为额定噪声和共模噪声。为了削弱传导性噪声，主要措施是在输入和输出端设置滤波器。

5.2.3.1输入端滤波

雷击等自然产生的噪声，以及开关通断工作产生的人为噪声等窜入到交流电源侧，可能使开关电源误动作，另外，开关电源内部产生噪声有可能窜到输入侧，为此，在电源输入端接入电源滤波器。

对于单相电源，输入侧有两根交流电源线和一根地线。在电源输入侧，两根交流电源线和地线之间产生噪声为共模噪声。两根交流线之间产生的噪声为额定噪声。这就要求在电源的输入侧接入的滤波器要滤除这两类噪声。一般采用图5.2中虚框所示形式的滤波器结构。为进一步减少对称和不对称的干扰电压输入滤波器中，增加一个电感线圈L2 使得C3的充电电流得到限制，从而降低了干扰。

图5.2输入交流滤波器结构及改进

滤波器加在开关稳压电源工频220V的输入端，只允许400Hz以下的低频信号通过，对于1kHz～2MHz之间的高频信号具有40dB～100dB的衰减量。电路中共模扼流圈L是在一个闭合磁路的磁芯上绕制相同的电感量的两个绕阻。当这两个电感为独立电感时，由于其上有电流流过，电流产生变化时，磁芯磁场强度的变化会导致有效磁导率发生变化，甚至饱和，亦即对于电源频率分量和高频噪声分量的有效导磁率随着导线电流的增加而减少，将两个电感绕制在一个磁芯上且构成往复线路式绕阻。由于电源频率分量所产生的磁通彼此的相位差为180度，因它们的匝数相等而被相互抵消，对电源频率分量的电感为零，而对于共模噪声成分则呈现很高的有效导磁率，因而将得到很大的衰减。电路中C3称作电源跨接电容，它消除了额定噪声。C1和 C2称作电源旁路电容，与共模扼流圈一起滤除高频和低频共模噪声。滤波器中的电容应采用高频特性较好的陶瓷电容或聚酯薄膜电容。

5.2.3.2输出端滤波

将开关稳压电源中所产生的高频辐射干扰信号在电源的入口端就堵塞住，这对防止对工频市电网的干扰和污染是非常重要的。但是，将开关稳压电源从出口端朝外的辐射和传播的高频干扰信号抑制掉，以防止对其他供电系统的干扰和影响，也是开关稳压电源能否被推广应用到实际中的一个不可忽视的重要环节。为了减少开关稳压电源将内部的高频信号叠加到输出上形成杂音噪声，从而影响供电系统的正常工作，并防止负载系统中的高频信号干扰开关稳压电源本身的正常工作，所以就需在输出端加上滤波电路。

结 论

此次开关稳压电源的设计，主要利用现阶段技术比较成熟的集成芯片设计PWM主控制电路，整个设计流程主要围绕PWM控制电路的设计和开关变压器的设计为主要方向，根据课题要求实现稳定输出电压。在论文中描述了开关电源的使用方法及性能指标，并重点讲述了开关电源易发故障的检查与简易维修。在最后一章中，本文讨论了有关开关电源的干扰问题，详细分析了干扰来源及常采用的抑制方法。开关电源性能的好坏一方面依赖开关电源本身设计技术和工艺结构的优劣，另一方面与使用现场条件及使用者