图1所示为同步降压转换器的原理图，该转换器是PC机内核心转换器的主要动力。L2和L3是寄生源电感，由MOS管封装引线源极电感和印刷电路板(PCB)寄生电感所组成。

图 1

图2所示为实际电压调节器模块(VRM)的开关波形。Ch1是图1中上端(HS)MOS管M1 的栅地(Gate-Ground)电压；Ch2是同图中HSMOSFET M1的源地(Source-Ground)电压。图2中的M1曲线是经计算的Ch1-Ch2，代表HSMOSFET的栅-源电压，而Ch3和Ch4 是M2和M1的漏极电流。在这个特殊的测试中，我们必须在图1的M1和M2源极使用一个电流环路(部分由L2和L3代表)以进行电流的测量。这会在电路中引入大的电感，从而使电路性能明显改变。虽然这不是真实的电路，但却可以帮助我们了解这些MOS管在关断过程中的损耗机理。M1清楚地显示在栅极电压关断后，出现一段约2.5V的稳态电压，如图2 ch1所示。在这个稳态大约持续100ns的期间里，HS和LSMOSFET的漏极电流会改变状态，HSMOSFET关断，漏极电流(Ch4)将为0；LSMOSFET会导通，漏极电流(Ch3)将到达电感电流。这正是实际工作电路与目前我们对同步降压转换器工作原理的理解相矛盾之处。

1.下降沿的时间tf可由如下等式计算出来：

此处Ls=寄生源电感，a=MOSFET栅极阈值附近的正向跨导，Vgth=栅极阈值电压，IL=负载电流。

2.动态功耗Pd为：

将(1)代入(2)得到(3)，等式(3)表示作为下降沿时间(上式(1)中的tf)函数的动态损耗。

(3)仔细研究可以发现：动态损耗有几个分量与负载电流IL、IL3/2和ln(IL)1/2成正比。这与公式1中与IL的线性关系大不相同。这个复杂的关系说明了先前未能解释的现象--即高频同步降压转换器(开关频率＞200KHz)的MOSFET在开关电流增加时产生过高的功耗。

图 2

图3描述了栅源极电压和漏极电流之间的关系。注意栅极阈值电压附近显著的非线性特性，该非线性解释了上述复合等式(1)中的下降沿时间tf。由图3计算出来的正向跨导。很显然，跨导a是栅极阈值电压之上栅-源极电压的函数。