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小编推荐：反激电源设计之设计控制环路实例

时间:04-18 10:31 阅读:1429次

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简介：本文为反激电源设计及应用之控制环路设计的续文。

反激设计实例：

条件: 输入 85-265V交流，整流后直流100-375V

输出 12V/5A

初级电感量 370uH

初级匝数：40T，次级:5T

次级滤波电容1000uF X 3=3000uF

震荡三角波幅度。2.5V

开关频率100K

电流型控制时，取样电阻取0.33欧姆

下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路。所有设计取样点在输出小LC前面。

如果取样点在小LC后面，由于受LC谐振频率限制，带宽不能很高。

1) 电流型控制

假设用3842，传递函数如下

此图为补偿放大部分原理图。RHZ的频率为33K，为了避免其引起过多的相移，一般取带宽为其频率的1/4-1/5，我们取1/4为8K。

分两种情况:

A) 输出电容ESR较大

输出滤波电容的内阻比较大，自身阻容形成的零点比较低，这样在8K处的相位滞后比较小。

Phanse angle = arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)= --22度。

另外可看到在8K处增益曲线为水平，所以可以直接用单极点补偿，这样可满足-20dB/decade的曲线形状。省掉补偿部分的R2，C1。设Rb为5.1K，则R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K。

8K处功率部分的增益为 -20* log(1225/33)+20* log19.4 = -5.7dB

因为带宽8K，即8K处0dB，所以8K处补偿放大器增益应为5。7dB， 5.7-20* log( Fo/8)=0

Fo为补偿放大器0dB增益频率

Fo= 1/(2*pi*R1C2)=15.42

C2= 1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF

相位裕度: 180-22-90=68 度

输出滤波电容的内阻比较大，自身阻容形成的零点比较高，这样在8K处的相位滞后比较大。

Phanse angle = arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)= -47度。

如果还用单极点补偿，则带宽处相位裕量为180-90-47=43度，偏小。用2型补偿来提升。

三个点的选取，第一个极点在原点，第一的零点一般取在带宽的1/5左右，这样在带宽处提升相位78度左右，此零点越低，相位提升越明显，但太低了就降低了低频增益，使输出调整率降低，此处我们取1.6K。第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高，保证增益裕度。我们用它来抵消 ESR零点，使带宽处保持-20db/10 decade 的形状，我们取ESR零点频率5.3K。

数值计算:

8K处功率部分的增益为 -20* log(5300/33)+20* log19.4 = -18dB

因为带宽8K，即最后合成增益曲线8K处0dB，所以8K处补偿放大器增益应为18dB， 5.3K处增益=18+20log(8/5.3)=21.6 dB

水平部分增益= 20logR2/R1=21.6 推出R2=12*R1=233K

fp2=1/2*pi*R2C2 推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF。

fz1=1/2*pi*R2C1 推出 C1=1/ (2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF。

相位

fo 为LC谐振频率，注意Q值并不是用的计算值，而是经验值，因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗(相当于电阻)，包括电容ESR，二极管等效内阻，漏感和绕组电阻及趋附效应等。在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5。

由于输出有LC谐振，在谐振点相位变动很剧烈，会很快接近180度，所以需要用3型补偿放大器来提升相位。其零，极点放置原则是这样的，在原点有一极点来提升低频增益，在双极点处放置两个零点，这样在谐振点的相位为-90+(-90)+45+45=-90。在输出电容的ESR处放一极点，来抵消ESR的影响，在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升。

元件数值计算，为方便我们把3型补偿的图在重画一下。