引言

随着汽车启停技术(引擎空闲时自动关闭)应用的日益广泛，越来越多的汽车系统必须工作在低输入电压。热启动(此时电池电压可下降达6V)和冷启动(此时电池电压可下降达3V)期间，会发生此类低输入电压。本文介绍可承受汽车全输入电压范围(包括冷启动和抛负载条件)的中间电压8V开关电源。电源保证为常见子系统提供稳定的8V电源，例如CD驱动器、LCD，以及现代信息娱乐系统中的无线电模块。为避免AM和FM波段干扰，开关电源工作在2MHz固定频率，成为无线电系统的理想方案。

低输入电压功能的重要性及EMI要求

图1所示为要求不同架构方案的常见汽车系统。

主电源为3.3V的系统中，具有低压差的前端降压转换器就可以满足要求(情形1)。此外，升压转换器可工作在3.3V，能够调节到5V(例如用于CAN总线收发器)或其它更高电压(情形2)。工作在5V或更高电压轨的系统要求前端“预升压”，以确保降压转换器的输入电压不会下降至规定电压以下(情形3)。

图1 汽车电源解决方案

低电磁辐射(EMI)也是对汽车电源的一项关键要求，尤其在敏感的AM波段。这里所介绍设计的开关转换器工作在AM波段以上，即保证频率高于1.71MHz(中波的上段)，满足这一要求，使开关转换器工作在高频还可减小外部无源元件的尺寸和成本。

汽车开关电源的关键设计参数

图2所示为开关电源原理图。该电源包括4.5V至40V升压控制器(IC1)和36V降压控制器(IC2)，以及实现正常工作的附加电路。两片IC与外部2MHz方波逻辑信号同步，该信号由微控制器或专用IC提供。这种方法使得在为电源选择最优开关频率时具有很大灵活性。电池在正常工作期间，禁止IC1、IC2调节器将OUTB节点电压稳定在8V。电池电压在冷启动期间下降时，使能IC1，将OUTA节点的电压升高。这允许IC2将OUTB节点的电压稳定在8V。由于两片IC的高可靠性，整个设计可承受高达40V的汽车抛负载。系统经过配置并测试，其主输出(OUTB)可提供20W功率(8V@2.5A)，修改外部元件后甚至可提供更高输出功率。(参见下文中关于IC1和IC2的最优外部元件的讨论。)

图2 开关电源原理图中包括升压控制器(IC1，MAX15005)和降压控制器(IC2，MAX16952)

外部元件优化IC2性能

输出电压和开关频率

为了在OUTB节点调节8V电压，必须选择正确的反馈电阻分压器(由电阻R22和R21组成)。注意，IC2的数据资料建议低边电阻小于100kΩ。为R22选择51kΩ低边电阻分压器，必须根据式1选择高边电阻分压器：

(式1)

式中，VFB = 1V (典型值)。

为R21选择标准电阻值360kΩ，产生的典型输出电压值为：

(式2)

假设电阻容限为1%，整个开关电源的最小和最大电压值(OUTB)为：

(式3)

(式4)

式中，VFB(MIN)为0.985V，VFB(MAX)为1.015V。

根据数据资料建议，外部频率必须高于IC内部所选频率的110%。由于我们将IC2的开关频率与外部2MHz信号同步，所以我们所选内部振荡器电阻R16必须将内部开关频率设定在低于1.8MHz。出于这一原因，我们为R16选择30kΩ电阻。为使IC2以2MHz固定频率开关，必须避免压差条件。该IC可避免压差，直到关断时间(tOFF)长于100ns(典型值)。这意味着系统的最大占空比不得超过：

(式5)

考虑到降压调节器IC2的效率(Eff)为90%，能够确保2MHz固定频率开关的最小输入电压(OUTA)为：

(式6)

这意味着OUTA电压不得低于11.11V门限。为保证OUTA电压总是高于11.11V，电池电压(IN节点)低于11.5V时，必须使能IC1。这样就为电感L1和肖特基二极管D2上的压降留出了大约390mV的裕量。

40V抛负载尖峰期间，OUTA电压达到其高压值，IC2必须将其输出稳定在8V。所以，抛负载尖峰期间，IC2的占空比应为：

(式7)

器件的最小导通时间(tON)为80ns(典型值)，使其能够达到的最小占空比为：

(式8)

开关频率为2MHz。

最小0.16占空比确保在40V抛负载期间实现8V稳压。

电感和电流检测

如果您通过使用大电感值减小电感尖峰电流，则可提高IC2的效率。然而，实现这点需要更大的印制电路板(PCB)面积，并使负载调整率变差。作为一种可接受的折衷，可选择电感值使LIR(电感峰-峰电流与直流平均电流之比)等于或小于0.3。参考图3考虑下式：

图3 IC2 (MAX16952)的电感电流

(式9)

(式10)

(式11)

将这些公式合并，得到的公式可计算出L值：

(式12)

所以，常规条件下(OUTA = 12V)实现LIR因子等于或小于0.3的最小电感值为：

(式13)

L2采用标准电感2.2µH，得到的LIR因子为0.24，电感峰值电流为：

(式14)

当R20检测电阻上的电压达到68mV(最小值)时，触发限流。为电感容限保留一定裕量，使检测电阻的压降在电感电流达到峰值(IPEAK)时为限流门限的60%，从而确定检测电阻大小：

(式15)

因此，为R20选择标准电阻值15mΩ。

优化IC1的外部元件

UVLO门限

为升压转换器IC1选择外部元件的第一步是确定外部欠压锁定(UVLO)门限，通过选择连接在主输入IN引脚、ON/OFF引脚和地之间的电阻分压器实现。对于该设计，我们在输入电压低于5V时关断器件；假设冷启动阶段具有较高电压。为R5选择100kΩ电阻后，利用式16选择R4电阻值：

(式16)

所以为R4选择标准电阻值300kΩ。

过压输入(OVI)

如上文针对IC2的讨论，我们必须保证OUTA节点的电压不低于11.11V，以使降压控制器不超出稳压范围。考虑到这一电压门限，并为电感L1和二极管D2增加合理的压降，IC1必须在IN电压下降至11.5V以下时导通。然而，为优化效率，电池电压为正常值(IN = 12V)时，IC1不得工作。

为实现这一目的，利用连接在IN引脚、OVI引脚及地之间的电阻分压器根据主电源值使能或禁用IC1。所以，当OVI引脚上的电压超过1.228V电压门限时，禁用IC1；当OVI引脚电压下降至1.228V时，IC1导通，典型滞回为125mV。选择低边R2电阻分压器等于20kΩ，考虑到IC1在输入电压上升至11.6V以上时应关断，必须根据式17选择高边R1电阻分压器：

(式17)

采用标准170kΩ R1电阻，当电源电压上升至11.67V以上时，禁用IC1。这为额定12V IN电池电压保留了330mV裕量。考虑到OVI比较器上的滞回，我们可估算使能IC1的主电源电压降值：

(式18)

该结果证明滞回太大。我们必将将其降低，使主电源上的电压降门限至少为11.5V，可通过在OVI引脚和SS引脚之间增加串联电阻和肖特基二极管(R3和D1)实现。禁用IC1时，SS引脚内部连接至地，将R3与R2并联，有效减小滞回。R3使用180kΩ电阻，忽略二极管压降，主电源上的新电压降门限变为：

(式19)

采用这一配置，有可能在输入电压上升和下降沿达到目标门限。注意，如果可行，另一种替代方法为使用外部比较器，以监测主电源并直接驱动OVI输入引脚。

输出电压

为维持2MHz固定开关频率，如IC1数据资料所述，所有应用条件下都有必要考虑170ns的最小tON。最小tON造成最小占空比为34%(采用2MHz开关频率)，这限制了IC可调节的最小输出电压。请参见图4。为估算该电压门限，必须考虑升压调节器的占空比公式：

(式20)

输入电压(VIN)为最大值(本设计中为11.67V)且IC1工作时达到最小占空比。通过改写式20，可估算出在此限制条件下的IC1的最小稳压输出：

(式21)

图4 IC1 (MAX15005)的电感电流

以上计算条件为最小占空比和最大输入电压，考虑肖特基二极管D2上的压降为0.3V，并忽略NMOS N1上的压降。所以，IC1必须将输出电压调节至17.38V以上，以确保所有工作条件下的开关频率均为2MHz。

通过为低边反馈电阻分压器R13选择10kΩ电阻，可以计算出高边反馈电阻分压器R14：

(式22)

式中，VFB(MIN) = 1.215V。

最后，R14使用1%容限的137kΩ电阻，IC1调节的最小输出电压为：

(式23)

这确保IC1的开关频率总是固定为2MHz。

假设该设计的输出功率等于20W (8V@2.5A)，IC2的效率为90%，则IC1的输出功率必须至少为22.3W。所以，考虑到17.53V调节输出电压，IC1的平均输出电流为1.27A。利用IC1调节较高输出电压时，降低输出电流，从而要求低成本D2肖特基二极管。然而，输出电容C7必须能够承受IC1本身调节的输出电压。

同步和最大占空比

为保证IC1开关频率的外部同步，频率必须至少比设置的内部振荡器频率高102%。为R6选择7kΩ电阻，为C4选择100pF电容，IC1的内部振荡器频率大约为1MHz，允许外部同步频率为2MHz。

SYNC输入检测到同步信号上升沿时，电容C4通过内部1.33mA(典型值)电流源放电。当该电容上的电压(RTCT引脚)达到500mV时，电容C4通过连接至VREG5引脚的R6充电，直到检测到下一同步信号上升沿。放电时间(TDISCHARGE)决定调节器的最小tOFF。如果该时间小于160ns(如本例中)，最小tOFF箝位至160ns。实际上，假设充电时间(TCHARGE)为340ns (TP = 500ns)，RTCT上的电压增加：

(式24)

考虑到放电阶段的净放电电流为615μA1，RTCT引脚上所增加电压的放电时间等于：

(式25)

160ns最小tOFF意味着最大占空比为68%。再次将升压调节器占空比公式应用到本例(式20)，要求最大占空比(较低输入电压，本例中为5V)，IC1将OUTA引脚上的最大电压调节至：

(式26)

该电压值保证IC2不工作在压差条件。

电感选择

升压调节器的最小输出电流约束电感值的选择。为确保调节器IC1总是工作在连续模式，最小电感值为：

(式27)

该设计中，最差条件为VIN处于其最大值(11.67V)时，对应占空比为37%。

当8V节点的最小电流为1A，降压转换器IC2的效率为90%时，降压调节器的最小输出功率变为9.44W。该功率对应于538mA最小输出电流IOUTA(MIN)，由升压调节器源出。综合考虑这些情况，解式27，最小电感值为1.32μH。对于本设计，为L1选择2.2μH电感。

电流检测

当检测电阻上的电压达到典型值305mV时，触发IC1的限流。所以，为正确选择该电阻，必须计算升压电感中的峰值电流：

(式28)

输入电压为其最小值时，达到峰值。本例中为5V，最大占空比为68%。如在式26中的计算，升压输出电压(OUTA引脚)为15.32V，要求1.46A的IOUTA电流，以为IC2提供必要功率。最差情况下，电感峰值电流为4.95A。为保留合适裕量，将检测电阻设计为在电感电流达到峰值时的压降为200mV。

(式29)

所以，为R10选择40MΩ电阻。

实验室测试

冷启动测试

在实验室进行了冷启动测试。强制主电源电压(IN)在10ms内从12V降至7V。如图1所示，当IN电压下降时，IC1开始将OUTA电压升高至17.5V。这允许IC2将OUTB电压调节至8V。另一方面，当输入电压返回至其工作值时，IC1停止工作，OUTA电压下降至IN电压，二极管D2和电感L1上有小量压降。每次测试时，OUTB引脚上的输出负载为2.5A。

图1

图2

图3

图2和图3所示分别为放大的冷启动电压下降和上升阶段。

分析频域

借助于示波器的嵌入式FFT工具，将冷启动期间IC2的开关节点LX_Buck引脚电压的频谱显示于图4 (IN电压下降)和图5 (IN电压上升)。注意，频谱包括2MHz频率、相应谐波，当然还有直流分量。没有低于2MHz的交流分量，从而防止AM波段的噪声干扰。

对IC1的开关节点LX_Boost执行相同的过程。图6和图7中的测试结果显示有2MHz频率、谐波、直流分量，消除了AM波段噪声。

图4

图5

图6

图7

可选的设计改进

为优化效率，正常应用条件下，如果升压调节器IC1不工作，设计者可旁路肖特基二极管D2。主电源为正常值时，将一个n沟道MOSFET与D2并联，可以实现这一目的。为降低电磁干扰(EMI)，减缓MOSFET栅极上的电压沿并增加外部电阻(R8、R17、R18和R19)。这样将增加功耗。为滤除IC1电流检测波形中的尖峰脉冲，增加一个小RC滤波器(C6和R9)将非常有用。通过向R7电阻增加失调，也可降低IC1的限流门限。这将降低检测电阻R10上的功耗。

A*STAR与Veredus实验室携手推出可诊断多种热带传染病的片上实验室

新加坡科技研究局（A*STAR）与创新分子诊断工具供应商Veredus实验室携手发布分子诊断市场上首款能够从一次血样中确定诊13种主要热带疾病的生物芯片VereTrop。

通过高自动化，这个片上实验室诊断工具将彻底提高登革热、疟疾、基孔肯雅热和手足口疫等热带传染病的院外诊断质量和效率。

该项目首席病毒学家、A*STAR新加坡免疫网络（SIgN）Lisa F.P.Ng副教授表示：“热带疾病通常有共同的临床症状，如发热，在发病早期医生无法确诊。这个便携式检测工具是一个快速可靠的病毒检测方法，能够在几小时内用一次血样发现多个病原目标。”

SIgN疟疾免疫学专家Laurent Renia教授和SIgN团队在泰缅边界的北泰国野外使用病人血样成功地验证了这套工具的功能。

Mae Sot牛津临床处临床学合作者、Shoklo疟疾研究处主任François H Nosten教授表示：“此项技术为快速精确诊断在热带地区依然是主要病因的重要传染病提供了可能。多功能和易用性将会改变医疗保健系统薄弱地区的传染病诊断方法。

这款生物芯片采用A*STAR的SIgN传染病技术，基于A*STAR技术转让部门ETPL与Veredus于2009年推出的意法半导体片上实验室平台。此前，Veredus已在流感和疟疾领域获得A*STAR的诊断技术授权。