1 反激式开关电源基本原理

单端反激开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈（输出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路）控制系统，就可以通过开关电源的PWM（脉冲宽度调制器）迅速调整脉冲占空比，从而在每一个周期内对前一个周期的输出电压和初级线圈充磁峰值电流进行有效调节，达到稳定输出电压的目的。这种反馈控制电路的最大特点是：在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度，自动限制负载电流，补偿电路简单。反激电路适应于小功率开关电源，其原理图如图1所示。

下面分析在理想空载的情况下电流型PWM的工作情况。与电压型的PWM比较，电流型PWM又增加了一个电感电流反馈环节。

图中：A1为误差放大器；A2为电流检测比较器；U2为RS触发器；Uf为输出电压Uo的反馈取样，该反馈取样与基准电压Uref通过误差放大器A1产生误差信号Ue（该信号也是A2的比较箝位电压）。

设场效应管Q1导通，则电感电流iL以斜率Ui／L线性增长，L为T1的原边电感，电感电流在无感电阻R1上采样u1=R1iL，该采样电压被送入电流检测比较器A2与来自误差放大器的Ue进行比较，当u1>Ue时，A2输出高电平，送到RS触发器U2的复位端，则两输入或非门U1输出低电平并关断Q1；当时钟输出高电平时，或非门U1始终输出低电平，封锁PWM，在振荡器输出时钟下降的同时，或非门U1的两输入均为低电平，则Q1被打开。

因此，从上面的分析可以看出，电流型PWM信号的上升沿由振荡器时钟信号的下降沿决定，而PWM的下降沿则由电感电流的陷值信号和来自误差放大器的误差信号共同决定，其工作时序如图2所示。

单端反激式开关电源以主开关管的周期性导通和关断为主要特征。开关管导通时，变压器一次侧线圈内不断储存能量；而开关管关断时，变压器将一次侧线圈内储存的电感能量通过整流二极管给负载供电，直到下一个脉冲到来，开始新的周期。

开关电源中的脉冲变压器起着非常重要的作用：一是通过它实现电场-磁场-电场能量的转换，为负载提供稳定的直流电压；二是可以实现变压器功能，通过脉冲变压器的初级绕组和多个次级绕组可以输出多路不同的直流电压值，为不同的电路单元提供直流电量；三是可以实现传统电源变压器的电隔离作用，将热地与冷地隔离，避免触电事故，保证用户端的安全。

2 反激式开关电源设计

开关电源设计中最重要的环节就是反馈回路的设计，反馈回路设计的好坏直接决定了开关电源的精度和稳定性能。前面已经介绍了单端反激开关电源采用的是双环路反馈。以下将介绍利用电流型PWM芯片UC3842设计开关电源的两种反馈回路时需要注意的一些问题。

2.1 输出直流电压隔离取样反馈外回路

UC3842是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片，是专为离线式直流变换电路设计的。其主要优点是电压调整率可以达到0.01％，工作频率高达500 kHz，启动电流小于1 mA，外围元件少。它适合做20 W～80 W的小型开关电源。其工作温度为0 ℃～70℃，最高输入电压30 V，最大输出电流1 A，能驱动双极型功率管和MOSFET。UC3842采用DIP-8形式封装。其内部结构框图和各引脚的功能见有关手册。

UC3842的典型应用电路如图3所示。

该电路的工作原理是：直流电压加在Rin上，降压后加在的引脚7上，为芯片提供大于16 V的启动电压，当芯片启动后由反馈绕组提供维持芯片正常工作需要的电压。当输出电压升高时，变压器Tl的反馈绕组上产生的反馈电压也升高，该电压经R1和R3组成大分压网络，分压后送入UC3842的引脚2，与基准电压比较后，经误差放大器放大，使UC3842引脚6的驱动脉冲占空比减小，从而使输出电压降低，达到稳定输出电压的目的。

此电路结构简单，容易布线，成本低。但是，UC3842的采样电压不是从输出端取到的，输出电压稳压精度不高，只适合于用在负载较小的场合。

为克服上述问题，可以对上述反馈电路进行改进，采用光耦和电压基准进行反馈控制，可以极大地提高的稳定性和精度。采用这种方法进行反馈控制时需要从副边绕组输出端进行取样，电路见图4。

电压采样及反馈电路由光耦PS2701、TL431和阻容网络组成，图中R5和C5用于TL431的频率补偿，不能缺少。通过调节由R6，R7组成的分压网络后得到采样电压，该采样电压与三端可调稳压块TL431提供的2.5 V基准电压进行比较，当输出电压正常时，采样电压与TT431提供的2.5 V电压基准相等，则TL431的K极电位保持不变，从而流过光耦U3二极管的电流不变，进而流过光耦CE的电流也不变，UC3842引脚2的反馈电位Uf保持不变，则引脚6输出驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。当输出5 V电压因为某种原因升高时，分压网络上得到的输出电压采样值会 随之升高，从而TL431的K极电位下降，流过光耦二极管的电流增大，进而流过CE的电流增大，从而UC3842的引脚2的电位升高。由UC3842内部示意图可知：误差放大器A1的输出电压Ue减小，亦即电流检测比较器钳位电压减小，所以由图2 可知：UC3842引脚6输出驱动的占空比减小，从而使输出电压减小，这样就完成了反馈稳压的过程。

2.2 初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路

初级线圈充磁峰值电流取样的内回路反馈也是开关电源设计起决定作用的环节，如果内回路反馈设计不符合电路要求，开关电源就无法正常工作。

设计内回路反馈时，需要在开关管上串联一个以地为参考的取样电阻Rs（见图1、图4中的R1和图3中的R8），将初级线圈的电流转换为电压信号，此电压由电流检测比较器A2监视并与来自误差放大器A1的输出电平比较。

在正常的工作条件下，峰值电感电流由引脚1上的电压控制，其中：

当电源输出过载或者输出取样丢失时，异常的工作条件将出现，在这些条件下，电流比较器的门限被内部钳位至1.0 V，则

而开关电源初级线圈最大峰值电流为短路保护时变压器初级线圈流过的最大电流：

式中：IP为初级线圈电感电流；Pout为开关电源设计输出功率；Vin为开关电源输入电压；D为PWM的输出信号占空比；N为电源效率。

根据式（2）、式（3）可以推算：

根据计算得出的Rs阻值可以进一步计算出电流取样电阻的功率：

选定电流取样电阻后，需要通过一个L型的RC低通滤波网络，将这个采样信号送给UC3842的电流比较器。

从低通滤波器的对数幅频特性可知，当输入信号频率低于fh时，输出信号与输人信号几乎完全相同；当输入信号频率高于fh时，输出信号会大幅度衰减。

利用示波器可以测量Rs采样电阻上的信号频率，因此，选择低通滤波器的RC参数时必须要保证Rs电阻上正常的采样电压不能被滤波器衰减。

设计时，如果RC参数选择不当，使滤波器的上限截止频率fh偏小，导致正常的Rs采样信号被衰减，这样当负载增大时，PWM无法将控制脉冲的占空比调大，变压器会因为负载过重而发生啸叫。为解决这一问题，将滤波电容C的取值减小，进而提高fh，使正常的Rs采样信号通过滤波器，当负载加重时，开关电源可以很好地稳压，变压器的啸叫现象也没有出现。