一般而言，液晶显示器本身不但需要一组背光电路，亦需要一组高效率的偏压电源来控制对比，且此偏压电源必需要能够在相当大的负载变动范围内都维持稳定的输出电压。由于目前小尺寸液晶显示器的相关产品均已朝薄型化之趋势发展，使得小尺寸液晶显示器的背光电路与偏压电源供应器亦须往扁平化设计。因此，如何设计体积小、效率高的液晶显示器背光电路与偏压电源供应器，已成为产品设计上重要的课题。有鉴于此，本文将说明如何来设计出一体积小、效率高的液晶显示器偏压电源供应器。

电路架构与工作原理

(图一)电路架构

基本上，液晶显示器的偏压电源供应器必须要能提供三组输出电源，其中一组是Source电源，另外两组则是一为正电压另一为负电压的Gate电源。由于偏压电源供应器的输入电压一般大都会较其所需提供的Source电压来的低，因此Source电源的部分可经由一升压式转换器(Step-up Converter)来产生；而正、负Gate电源的部分，因所需提供的负载电流较为小，为了缩小电路体积与节省成本，则可采用充电帮浦（Charge Pump）的方式，将升压式转换器的PWM讯号充电帮浦到所需的正、负Gate电压，如(图一)所示。

由图一的电路可发现，在升压式转换器的一个切换周期中，功率切换开关的电压将介于输出电压与零电压之间变化。当功率切换开关导通时，升压式转换器的输出电容C1将经由二极管D2与功率切换开关S对电容C2充电，使C2上的电压近似于升压式转换器的输出电压，而电容C3则将透过D4与S对电容C4充电，使C4上的电压近似于两倍的升压式转换器输出电压，如(图二)(a)所示。

而当功率切换开关截止时，则停止对C2与C4充电，此时二极管D2与D4为截止的状态，而二极管D3与D5则进入导通的状态，并且电容C3被充电至近似两倍的升压式转换器输出电压，而电容C5则被充电至近似三倍的升压式转换器输出电压，如图二(b)所示；如此即产生所需的正Gate电压。至于负Gate电源的部分其工作原理与正Gate电源的部分相似，当功率切换开关截止时，二极管D6为导通的状态，电容C6被充电至近似于升压式转换器的输出电压大小，如图二(b)所示；而当功率切换开关导通时，则停止对C6进行充电，此时D6为截止的状态，而D7则进入导通的状态，并且电容C6将经由D7与S对电容C7充电，使C7上的电压近似于负的升压式转换器输出电压，如图二(a)所示；如此所需的负Gate电压即产生。

(图二)工作模式

设计实例

接下来将以输入电压为3.3V的情况为例，说明如何来设计一Source电源为10V、正的Gate电源为28V而负的Gate电源为-9V的液晶显示器偏压电源供应电路。

■应用电路

(图三)为液晶显示器之偏压电源供应器的应用电路，以沛亨半导体所推出的升压式转换器AIC1880搭配两组辅助的充电帮浦式转换电路所形成。其中AIC1880为一固定频率、高效率的升压式转换器，其所使用的控制方式为峰值电流模式的脉波宽度调变（Peak-Current-Mode Pulse-Width-Modulation），如(图四)所示，因此藉由选用适当的外围组件，可达到快速的动态响应特性。

(图三)应用电路

此外，AIC1880本身有640kHz与1.2MHz两个操作频率可供选择，因此藉由选用较高的操作频率，将可适当地减少外部应用电路的体积。由于AIC1880本身并没有内建正、负Gate输出电压的稳压回授控制电路，如果正、负Gate电源的部分也要求需具备有良好的稳压特性，则可在正、负Gate电源的输出端分别再串接一线性稳压器（Linear Regulator）来使其输出电压能稳在所需的电压准位。

(图四)AIC1880的功能方块图

■外围组件选择

升压电感（L）

由于AIC1880的设计是使用峰值电流模式的脉波宽度调变控制架构，因此会内建斜率补偿（Slope Compensation）的功能来避免次谐波（Sub Harmonic）震荡的发生。为确保整个转换电路能够稳定操作，则内建的斜率补偿值Ma与输入电压VIN、输出电压VOUT1、升压电感必须满足(公式一)的关系。

(公式一)

其中D为功率开关的导通率。将Ma=0.33V/μS代入(公式一)，则可得升压电感需大于5.2μH。

另一方面，升压电感的感值大小与转换器的操作频率高低亦会影响到电感电流的涟波大小。

(公式二)

其中fOSC为升压式转换器的操作频率。由于AIC1880本身即具有640kHz与1.2MHz两个操作频率可供选择，当选用较高的切换频率时，则可允许使用较小的升压电感。然而使用较高的切换频率将导致较大的切换损失，这将会使电路的转换效率变得较低。在此设计中，设定fOSC=1.2MHz、ΔIL=300mA，则升压电感的大小可由(公式三)决定之。

(公式三)

综合以上两者，选择升压电感L为6.8μH。

此外，为避免电感铁芯的饱和，所选用的电感的饱和电流必须大于转换电路的最大电感电流峰值。假设最大输出电流IOUT1(MAX)为250mA、电路的转换效率h为0.8，则电感电流的峰值可由下式决定之﹔

(公式四)

输入电容（CIN）

为降低功率切换开关的快速切换所产生的输入电压涟波，建议采用具有低等效串联电阻（Equivalent Series Resistance；ESR）的陶瓷电容来作为输入电容。在此设计中，输入电容CIN选用10μF/6.3V的陶瓷电容。

输出电容（COUT）

假设最大涟波电压ΔVOUT1为30mV，则最小输出电容可由(公式五)决定之。

(公式五)

此外，输出电压的涟波大小亦受到输出电容本身ESR大小的影响。

(公式六)

在此设计中，输出电容COUT选用两个4.7μF/16V的陶瓷电容并联。

柔性启动电容（CSS）

AIC1880本身内建有柔性启动（Soft-Start）的功能，来避免输入涌入电流（Inrush Current）的产生。其柔性启动时间可由(公式七)求得。

(公式七)

一般而言，所使用的柔性启动电容应该要足够大，以确保输出电容的电压于柔性启动结束之前能达到预设的电压值。在此设计，柔性启动电容CSS选用0.01μF。

(图五)升压式转换器的切换波形与涟波电压

分压电阻（R1与R2）

在待机时间，分压电阻将会持续的消耗能量，因此选用较大的分压电阻，将可适度的缩减转换电路的待机电流。在此设计中R1选用1.6M，选择R2为220k，则R1可由(公式八)决定之。

(公式八)

回授回路补偿（RCOMP、CCOMP与CCOMP2）

为避免由于系统的不稳定造成输出电压的涟波过大与电路的转换效率过低，AIC1880需一额外的补偿网络来补偿其回授回路，如图三所示。在此额外的补偿网络中，Rcomp是用来设定回授回路的增益以提升电路的动态响应。当Rcopm决定后，则需决定Ccomp来设定回授回路的零点来维持电路的稳定性。而Ccomp2是要用来消除由输出电容与其本身的ESR所造成的零点。在此设计中，选用Rcopm=36 kW、Ccomp=1000pF与Ccomp2=20pF。

(图六)动态响应波形

至此，整个转换器的外围组件值已大致完全计算出来，提供给电路设计者参考。基本上为求整体体积能达到较小化，电感与电容的选用以符合电压电流的规格即可，组件的体积则可以尽可能的小。

(图七)正Gate电压的变化曲线

测试结果

本文以输入电压为3.3V、输出的Source电压、正的Gate电压与负的Gate电压分别为10V、28V与-9V的情况为例，实际制作图三之偏压电源供应器，并进行电路量测。(图五)为当Source电源、正的Gate电源与负的Gate电源的输出电流分别为200mA、10mA与10mA时，升压式转换器的切换波形与输出涟波电压波形，其输出涟波电压约略为35mV左右。(图六)为当正、负Gate电源的输出电流各为10mA时，Source电源的输出动态响应波形。而(图七)与(图八)则分别为在不同的Gate电流下，正、负Gate电压的变化情况。若正、负Gate电源的部分也需要有良好的稳压特性，则可在正、负Gate电源的输出端分别再串接一线性稳压器来稳其输出电压准位。(图九)所示为在不同的负载电流下电路的转换效率，从图中可知，当Source电源、正的Gate电源与负的Gate电源的输出电流分别为150mA、0mA与0mA时，整体电路的转换效率可达到85％，而随着Source电源的输出电流下降，整体电路的转换效率亦随之降低。