引言

无线发射机的体系结构长期由超外差式所主载。随着半导体工艺技术的进步和对移动通信设备小型化、低功耗、多功能需求的不断增加，基于正交调制的直接正交上变频技术DQUC（direct quadrature up-conversion）得到了迅速发展。它能够直接将基带信号搬移到射载频并消除无用的边带信号，以实现单边带调制。其突出优点是不要中频放大、滤波、变频等电路，同时放宽了对变频器后滤波器的性能要求，甚至可以不需要滤波器，从而极大地减小了发射机的体积、重量、功耗和成本。但这项技术也存在很多缺点，如正交调制信号和正交本振信号相位和幅度的不平衡，对直流偏移失真非常敏感等，因此导致严重的边带和本振泄漏。

1 DQUC的边带和本振信号泄漏分析

典型的DQUC无线发射机的功能框图如图1所示，

其中I（t）和Q(t)是正交基带调制信号，fLO是射频本振信号，fRF(t)是已调射频信号。电路工作时，fLO先经分相器移相产生正交本振信号fLO_I(t)和fLO_Q(t)，然后分别与正交基带信号I（t）和Q(t)相乘后作代数（加或减）运算，低消无用边带信号，输出想要的边带信号fRF(t)，从而实现单边带调制。

理想情况下，正交调制信号I（t）,Q(t)是正交本振信号fLD_I(t),fLD_Q(t)的幅度和相位分别完全平衡，且不存在直流偏移。因此DQUC输出的RF信号fRF(t)是一个理想的单边带信号，不存在边带和本振泄漏问题。但在实际情况下，I(t)、Q(t)和fLO_I(t),fLO_Q(t)信号总是存在幅度和相位的平衡及直流偏移误差。为了便于分析问题，假设实际的I（t）,Q(t)和fLD(t),fLO_Q(t)信号分别为

式中，G，ψ，D分别为I（t）和Q(t)信号之间的归一化幅度比、正交相位误差和直流偏移误差；A，θ，E分别为fLO_I(t)与fLD_O(t)信号之间的归一化幅度比、正交相位误差和直流偏移误差。理想情况下，A=G=1；ψ=θ；D=E=0。

DQUC的输出信号fo(t)可表示为

是泄漏的下边带无用信号fLSB(t),Dacos(ωct+θ)是泄漏的本振信号，Egcos(ωt+θ)+是输出的低频分量，通过BPF滤除。显然，fRF(t)主要包括fHSB(t)、fLSB(t)和Dacos(ωct+θ)。下面着重对边带与本振泄漏问题进行讨论。

2 无用边带和本振泄漏

由上文中的fo(t)公式可知，泄漏的无用边带信号fLSR(t)为

可调节A值，使AG→1，则有

显然，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信号存在的直流偏移引起的。因此，在电路设计时，I(t)和Q(t)信号传输最好采用交流耦合，以减小或消除直流偏移，从而减小或消除本振信号的泄漏。当然，电路中的EMC和CMI如果未得到很好的解决，也会引起较严重的本振泄漏。

3 DQUC的边带抑制能力

DQUC的边带抑制能力通常用边带功率抑制比（PSPR）来定量表示，也就是杨要的边带信号功率和需要抑制的无用边带信号功率的比值，即

考虑到正交本振信号是由正交调制器内部的分相网络产生的，其正交相位差ψ很小，近似等于0，所以，上式可以简化为

用MATLAB软件对上式进行计算分析，可以得出PSPR，AG和ψ→1，正交相位误差ψ→0，即幅度和相位趋向平衡时，PSPR很大，当AG逐渐偏离1，ψ逐渐偏离0，即幅度和相位的不平衡度增大时，PSPR急剧下降；当AG→0.9, ψ→10°时，PSPR仅有二十几个dB，边带泄漏已非常严重。显然，DQUC对正交调制信号（包括正交本振信号）幅度和相位平衡度的要求非常严格。

在实际电路中，AG的调节较为方便，通过严格地调制可以使AG→1。但由于现有集成电路工艺水平的限制和电路布线、布局的影响，把正交相位误差限制在±2°以内已非常困难。即在实际电路优化设计时，保证PSPR≥35dB比较困难。

4 直接变频发射机设计

直接变频发射机的结构如图3所示。

直接变频发射机直接正交上变频调制器、高稳定度本振和功率放大器三部分组成。图中的I[9：0]和Q[9：0]是二路正交数字基带信号，经过高速双通道TxDACAD9763变为模拟I/O信号。模拟I/O信号分别通过脉冲成形和抗码间干扰升余弦根低通滤波后送入直接正交上变频器AD8349，被直接调制到射频载波上并送入后级射频功率放大器放大，最终通过天线辐射。AD8349是ADI公司最新推出的高性能0.7～2.7GHz直接正交上变频器，调制带度高达160MHz。

直接变频发射机对无用边带和本振泄漏的抑制能力除了与I(t)、Q（t）和fLO_I(t)、fLO_Q(t)信号的相位和幅度的不平衡度及其直流偏移有关外，还与PCB的板材、电路及其参数的优化设计、布局、布线等因素有很大的关系。另外，在直接变频发射机中，由于PA输出信号的频率和本振信号的频率非常接近，所以往往会反串到本振锁相环路中，对VCO输出信号的频率产生很强的牵引作用，引起本振信号频率的偏移。为了抑制无用边带和本振泄漏，主要采取了以下几项优化设计措施。

（1）I（t）、Q（t）信号传输采用差分线与交流耦合方式，消除了I(t)、Q（t）信号之间的直流偏移误差。

（2）利用外接线性可变电阻器调节AD9763内二个DAC的电流源的电流幅度比，也就是间接调节I（t）和Q（t）信号的幅度比A，以此去补偿正交本振信号的幅度比G的偏差，使AG→1，从而减小正交调制信号和本振信号的幅度不平衡度。

（3）对正交相位误差的校正采取的措施是DAC后的抗码间干扰低通滤波器LPF选用配对的集成电路，因其具有很好的相位和幅度匹配特性。其次，I（t）和Q（t）信号的布局和布线采用了对称或差分结构，基本上可以把I(t)和Q（t）信号的正交相位误差限制在±2°之内。另外，AD8349内的本振信号分相器也存在一定的相位误差，因此，在电路实际调试过程中，可以将二个LPF的互换，用正交调制信号的相位误差对消正交本振信号的相位误差。

（4）采用谐波法产生本振信号，即VCO输出信号的频率为本振信号的2倍，然后对其进行2分频，这样就可以使RF信号的频率和VCO输出信号的频的频率上错开，从而解决了PA信号对VCO可能造成的频率牵引问题。

（5）由于DQUC的本振输入信号和RF输出信号的频率通常都很高（1GHz以上），所以，本振信号输入端采用了50Ω微带线和传输线变压器，以实现阻抗匹配和不平衡与平衡变换；RF信号的输出采用50Ω微带线和SMA接头，以实现阻抗匹配和射频信号接口。

5 直接变频发射机的测试结果

直接正交上变频调制器的测试频谱如图4所示。

测试结果如下所述。

基带I，Q信号：2×8bit/1.2288Mcps；中频频率：1570MHz；边带抑制比：-35.05dBc；载波泄漏：-36dBc;邻道干扰抑制比：优于-41dBc。

功率放大器指标如下：

最大输出功率：33dBm；谐波：小于-600dBc；效率：20%。

直接正交上变频调制器和RF功率放大器联调的测试频谱如图5所示。测试结果如下所述。

最大输出功率：33.3dBm@1570MHz（测试时外加衰减15.7dB）；载波泄漏：-37dBc；邻道抑制比：-41.92dBc@2.5MHz。

6 结束语

DQUC对调制信号和本振信号的正交性标很高，对其幅度和相位失真非常敏感，如果解决不好，将会引起严重的边带和本振泄漏。本文定量分析和仿真了DQUC的调制信号和载波信号幅度和相位失真与边带和本振泄漏之间的关系，并针对性地提出了几项具体的解决措施。同时利用DQUC研制了可用于发射AM、QAM、2BPSK、QPSK和GSM、CDMA、WCDMA等多模式信号的小型化发射机。该发射机与传统发射机相比，体积和重量大大减小，非常适合用于移动通信设备和微小型武器系统。