1·引言

传统电镀电解直流电源采用晶闸管相控整流模式，导致电网侧谐波大、功率因数" title="功率因数">功率因数低。现代电镀电解开关电源采用二极管整流-IGBT逆变" title="逆变">逆变桥-高频变压器耦合-低压整流的拓扑结构，具有体积小、效率高、直流电压纹波小的优点，但直流母线采用大电容滤波，同样会导致网侧电流畸变、功率因数降低。鉴于电镀电源" title="电镀电源">电镀电源要求输出直流低电压和大电流，设计的电源采用电压空间矢量控制三相PWM整流器，从而实现了功率因数校正。采用IGBT全桥逆变，高频变压器耦合输出，最后通过倍频整流和LC滤波，使直流输出电压的质量和装置能量密度显著提高。

2·主电路拓扑结构

鉴于大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构。

图1示出电源主电路，包括：工频三相交流电输入、整流桥、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。其中，C1为小电容，用于滤除尖峰脉冲带来的毛刺；C2为大容量电容；VTi（i=1～4）构成全桥逆变器；Cz为防止变压器发生磁偏的隔直电容。

尽管目前广泛采用软开关技术实现大功率开关电镀电源的设计方案比以前晶闸管相控整流方式效果更佳，但仍存在损耗大、功率因数低以及谐波等问题，故三相功率因数校正成为研究热点。为此，在设计中增加了功率因数校正环节，从而有效地提高了电源的功率因数和效率。

3·三相PWM高功率因数整流环节

三相PWM高频整流电路的主要原理是通过对PWM整流电路的适当控制，使输入电流非常接近于正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1，因此，该整流电路可称为高功率因数整流器。图2示出基于三相PFC的电镀电源系统框图，其中前级为三相PFC及其控制电路。

3.1整流环节电路拓扑

图3示出三相PWM高频整流拓扑，整流主电路由6个IGBT与快速恢复二极管构成，系统中的电流方向如图所示。

设三相对称，定义开关函数：当Sg=1（Sg*=0）时，上桥臂开关管" title="开关管">开关管导通，下桥臂开关管截止；而当Sg=1（Sg*=0）时，开关管导通情况相反，其中g=a，b，c。

3.2电压空间矢量原理

三相PWM整流器采用电压空间矢量控制，定义三相电压型PWM整流器网侧输入电压矢量为：

根据三相PWM整流器开关信号S的定义，整流器有8种导通模式，对应的空间电压矢量：U0（000），U1（100），U2（110），U3（010），U4（011），U5（001），U6（101），U7（111），其中U1～U6为6个非零有效矢量，U0和U7为两个零矢量。在一个电流采样周期内，开关管的导通总是以零矢量开始并以零矢量结束。用6个非零矢量和两个零矢量去逼近电压圆，整流器三相桥输入端会得到等效的三相正弦波波形。可用两个相邻非零矢量和两个零矢量去逼近任一空间电压矢量，从而三相桥输入为等效正弦波。因此，在系统运行的一个电网周期内，可以在空间中形象地用6个区域来划分电网空间电压矢量所在的位置：Ⅰ区θ=0～π/3；Ⅱ区θ=π/3～2π/3；Ⅲ区θ=2π/3～π；Ⅳ区θ=π～4π/3；Ⅴ区θ=4π/3～5π/3；Ⅵ区θ=5π/3～2π。

按上述定义对电压空间矢量进行合理分配，控制好零矢量的作用时间，形成等幅不等宽的PWM脉冲波，最终实现追踪磁通的圆形轨迹，即实现SVPWM控制。因为直流侧电压Udc与整流器输入电流im（m=a，b，c）互相影响，使控制变得困难，因此提出了很多不同的控制方法。在采用电压SVPWM控制系统中，根据文献采用直接计算合成参考电压的方法，定义空间矢量如下：

通过采用直接计算合成参考电压矢量的方法，使计算变得简单，简化了电源硬件和系统软件的设计，很好地控制了直流侧电压和输入电流，有效地提高了电源的功率因数和效率。

4·逆变桥控制及IGBT的驱动和保护

4.1逆变桥控制

全桥逆变器4个开关管均采用IGBT，通过DSP中的事件模块输出开关控制命令，即PWM控制信号。PWM信号通过基于HCLP316J的驱动保护电路放大后控制逆变电路开关器件的开通和关断，使逆变器输出预期波形，从而有效提高电镀电源开关频率，大幅减小器件体积，降低功率器件的开关损耗。TMS320F2812是专用于电气控制与传动控制的集成32位DSP芯片，它第一次采用片内FLASH，采用了多组总线并行机制，具有速度高达150MHz的指令周期频率，保证了信号处理的实时性。

4.2IGBT的驱动和保护

鉴于对电源和驱动的要求，考虑到可靠性和经济性，为减小体积、降低噪声干扰、改善驱动和保护性能，选择了驱动器件HCLP316J来驱动开关管IGBT。HCLP316J内部使用了光电耦合器来提供控制与驱动电气上的隔离，还具有过流检测与保护功能，通过测量IGBT两端的饱和压降，当IGBT流过电流过大如短路时，HCLP316J可检测到危险，同时封锁驱动脉冲并给出报警信号。图4示出基于HCPL316J驱动电路的设计。

5·功率合成

由于设计的电源功率较大，为进一步提高电源效率，有效实现大功率合成，该电源通过采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流，如图1虚线框内所示。为进一步减小损耗，输出采用多个额定电流400A、额定电压100V的肖特基二极管并联。该变压器是由14个相同的小变压器构成，变比均为4∶1。

每个变压器的次级输出采用倍流整流方式，从而使变压器输出绕组无需中心抽头，制造工序简化。与全波整流方式相比，变压器的匝比减小1/2，从而变压器的漏感可以更小，变压器次级电压升高一倍，电流减小一半，可大幅减小输出绕组的损耗；与桥式整流相比，倍流整流器使用的二极管数量减少一半。倍流整流器是结合全波整流和桥式整流两者优点的整流器。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，提高了效率。

6·实验结果分析

根据以上策略，在图1所示电路基础上，采用1.2kV/150A的IGBT模块开发了一台60kW/20kHz（5kA/12V）大功率高频电镀电源，输出电压电流均可调。实验电路参数如下：三相输入电压Uin=380V（50Hz），输出功率Po=60kW，工作频率f=20kHz。图5示出采用Tektronix示波器记录的实验波形。

理论分析、仿真及实验表明，该电路很容易实现三相单位功率因数和低电流畸变，可有效抑制三相大功率电镀电源的网侧电流谐波；负载电压电流相位一致，可实现ZCS，减小开关损耗，提高电源利用效率。

7·结论

该电源采用三相PWM高功率因数整流方案，很好地解决了电镀电源的电流严重畸变问题；使用全桥软开关技术，使功率器件实现零电压软开关，减小了开关损耗及噪声，提高了效率。基于TMS320LF2812的电镀电源，充分利用DSP的高速运算能力和丰富的片内外设资源；控制电路采用稳压稳流自动转换方案，实现了输出稳压稳流的自动切换，提高了输出性能；通过变压器的功率合成方式，增大了电源容量，满足了大功率应用场合的需求。经仿真和实验证明，该电源具有相当的推广和使用价值。