1引言

在开关电源里，可把直流电压从一个电平变换到另一个电平。诸如buck电路，boost电路以及buck－boost电路。但是，当要求把相当高的直流电压变换到相当低的直流电压时，常规变换技术的效率较低，特别是当变换器的工作频率在1MHz以上时，开关损耗变得特别大。

图1电路就是常规的buck（正激式）变换器。该变换器在正常工作期间，开关管S1导通，把输入电压和输出电压之差加在电感L1上，使电感L1中的电流增加，并对输入电容CS充电；该电流又送至负载RL上。当开关S1关断时，电感L1极性反向使二极管D1导通，然后，电流流经D1和L1，其幅度是逐渐下降的，直到S1再导通为止，又开始下一个工作周期。

图2为常规的buckboost变换器，它用变压器T把输入及输出电压隔离开来。该变换器可使输出电压的幅值大于或小于其输入电压的幅值。此电路的缺点是开关管电流和二极管电流均比基本的buck或boost变换器的电流大。

2电路结构说明

图1常规的buck变换器电路

图2常规的buck－boost变换器电路

图3为本文重点介绍的具有有源箝位的DC/DC变换器电路。电路中采用了三只开关管S1、S2及S3，变压器T，变压器初级侧和次级侧的滤波电容分别为Ci和Cs。为分析方便，假定电容足够大，电容电压在整个开关周期内为恒定值；变压器初次级绕组的耦合系数为1；开关管是理想的，即无功耗，并且能通过正反任一方向的电流。此外，在分析中，只考虑单输出形式，要输出几种电压，可以增加次级绕组。

通常是用普通的定时电路（未画出）来控制三个开关管的工作。其控制波形如图4所示。在工作时，有源箝位开关S1和同步开关S3由同一信号ug来驱动

图3具有有源箝位的DC/DC变换器

图4图3电路工作波形图中iLPM的峰峰值为

图5S2导通电路状态

图6S1、S3导通电路状态

(同时导通，同时截止),如图4（a）波形所示。S2则用相反的信号来驱动。这样，当S1及S3导通时，S2截止,反之亦然。因为假定S1、S2、S3均为理想开关管，即开通与关断是瞬时完成的。实际上，开关时间在30ns～120ns之间，一般采用先关断后开通的波形来驱动。

3电路工作状态分析

图5和图6所示为图3电路的两种工作状态。假定开始时该电路已处于稳态运行，如图5所示，S2导通，变压器初级绕组中的电流增加，给电容CP充电，而输出电流Io完全由电容CS支持着。在图6所示的状态中，S1及S3导通。这就使贮存在电容CP和电感LP中的能量，从变压器初级侧传递到次级侧负载。

S2的工作周期为T，占空比为D，导通间隔为工作周期的一部分，即DT。而S1及S3的导通时间间隔为T－DT=T（1－D）。在周期T内，初级绕组两端电压的平均值为零，即

(Ui－nUo)DT－nUo(1－D)T=0(1)

UiD=nUo(2)

D=nUo/Ui(3)

式中，n是变压器的匝比。式（1）示于图4（b）。同样Cs中的平均电流也为零。当S2导通时，Cs供给负载电流Io。当S1及S3导通时，Cs充电，以补偿S2导通时Cs输出的能量。在理想情况下，可以认为Cs中的电流ICS基本上是矩形，如图4（c）所示。当S2导通时，Cs输入电流ICS和输出端电流Io是幅值相等相位相反的,即

ICS=－Io(4)

在S1和S3导通期间，Cs的输入电流ICS等于次级绕组中的电流Is和输出电流Io之差，即

ICS=Is－Io(5)

因为电容CS上的平均电流为零，则有

－DIo＋(1－D)(IS－Io)=0(6)

次级绕组中的电流Is可表示为

Is=Io/（1－D）(7)

在S1及S3导通期间

ICS=Io/(1－D)－Io(8)

=Io·D/(1－D)(9)

将式（3）代入式（9）得

ICS=Io·nUo/（Ui－nUo）(10)

Cs中的输入电流ICS示于图4（c），输出电流Io示于图4（d），Is示于图4（e）。

图7CP与绕组并联电路图

依据线性叠加，变压器初级绕组中的电流由三部分组成：第一部分是磁化电流ILpm，系S2导通时Ui在初级绕组两端所加的电压引起的，它与输出电流无关；第二部分电流是在S1和S3导通期间，次级绕组的电流感应到初级绕组中的电流，用ILP1－3表示；第三部分电流是在S2导通期间，由输入电流ILP2所产生的。

磁化电流由加在初级绕组上的电压、绕组电感、开关周期T及占空比D决定。当S2导通时(11)

在S2导通期间，峰－峰磁化电流：(12)

在S1及S3导通期间的峰－峰电流可用同样的方法求出(13)

在稳态条件下，式（12）与式（13）相等。

在S1和S3导通期间，负载电流在初级侧产生的电流ILP1－3，可借用变压器的匝比关系，把式（7）反射到初级侧即得(14)

在S2导通期间，负载电流在初级侧产生的电流ILP2可这样来考虑：在S2导通期间，必定有输入电流流通，以支持输出电流，因为输出能量等于输入能量（理想变压器），又因为瞬时功率等于电压和电流之积，由式（3）可得（15）整理后得（16）

在S2导通期间，平均负载电流在初级侧产生的电流等于输入电流Ii（17）或（18）

初级绕组磁化电流ILPm的波形为三角形，如图4（f）所示。由式（14）及（18）所示的负载电流波形分别示于图4（g）和图4（h），而合成的初级电流波形示于图4（i）。由于初级绕组电感量较大，在整个开关周期内，即使S2关断，ILP2基本上仍保持为恒定值。

如果没有输出电流，磁化电流的平均值为零。因此，当变压器空载时，初级电流为正负峰峰等幅的波形。而获得零电压谐振开关，该磁化电流的峰－峰幅值，必须大于两倍负载电流在初级绕组中所产生的电流。

这种串联功率变换拓扑的特点在于：在正激变换电路中，只用了一只磁性元件，该磁性元件起两个作用：一是作为电路中的电感器，二是作为隔离变压器。另外一种类似电路如图7所示。

这种电路结构和工作情况，基本上和图3一样，Cp只有当S1导通时，才能并接到初级绕组。图7电路所产生的波形示于图8。其工作状态分别示于图9和图10。在图9中S2导通，使初级绕组中的电流增加，而输出电流完全由电容CS来提供。在图10中S1和S3导通，CP上的电压Ucp（是在S1及S3断开时，Cp连续充放电所形成的），加在变压器初级绕组上。

图8电路工作波形

图中iLpm的峰值为

图9S2导通电路状态

图10S1、S2导通电路状态

稳态时，初级电感上的电压在一个开关周期内平均值为零

UiDT＋(－nUo)(1－D)T=0(19)

nUo(D－1)＋UiD=0(20)(21)

其波形示于图8（b）。从式（9）和（21），可得（22）

Ics波形示于图8（c）。输出电流Io波形示于图8（d），而次级电流Is波形示于图8（e）。

在S2导通期间，磁化电流（23）

磁化电流的峰－峰值：（24）

同样，在S1和S3导通期间，磁化电流的峰－峰幅值为：（25）

式（25）的波形示于图8(f)。

式（7）所表示的电流反射到变压器初级侧，就导出式（14）。

在S2导通期间，由负载电流在初级侧所产生的电流，可由式（21）导出（27）整理后可得（28）

在整个开关周期内，S2导通期间由负载电流在初级侧所产生的电流等于输入电流Ii（29）或（30）

式（30）的波形示于图8（g）。

初级绕组磁化电流ILPm为三角波形，如图8（f）所示。合成的初级电流波形如图8（h）所示。

当输出电流为零时，就和正激变换器的情况一样，初级绕组中只有磁化电流，其平均值为零。图7电路和图3电路不同点是：图3电路在S2关断期间，初级绕组中无磁化电流，而在图7电路中，即使在S2关断期间，CP仍会提供一定的磁化电流。

4结语

图3电路由于采用开关管S1作为有源箝位/恢复器件，使该电路具有如下优点：

（1）为使变压器恢复，不需要附加恢复绕组，或附加有损耗的箝位器件。

（2）占空比比较高，允许输入电压范围宽，或采用较高的匝比。

（3）由于匝比较高，初级上的电流应力和次级侧上的电压应力可大大减轻。

（4）存贮在寄生元件中的能量被传输到谐振槽路元件上，并循环进行，结果使电路效率提高，噪声下降。

（5）由于开关电压被箝位到一个可控制的电平上，器件应力减小了，就可采用低额的开关器件。

（6）可实施零电压开关（ZVS），从而可工作在较高的频率上并获得较高的效率。

（7）在整个输入电压变化范围内，开关管上的电压应力相当恒定，这就为设计者提供了综合考虑的余地。而在其他单端式电路中，由于开关电压应力与输入电压成正比，不具有这个优点。

（8）由于采用了这种有源箝位技术，就有可能在次级侧采用同步开关改善变压器波形。