由于电流检测电路中使用了低通滤波器，受测电流信号出现延迟，并且实际电流存在相移。图3显示了这种情况，图中，通道2为实际电流信号，通道1为经过放大的相同信号，其随后经低通滤波器输出。该放大信号有约220 μs的相位延迟。需要对这种延迟进行补偿，否则它会影响输入功率测量的精确度。一种简单的补偿方法是，让VIN-sense信号延迟约220μs，然后使用该经过延迟的VIN信号来进行输入功率计算。所以，如果每隔20μs测量一次VIN，则需要对其延迟220/20 =11次。

图3 电流检测相移

真实输入功率计算

组合方程式1、7和13，得到：

VIN和IIN由ADC在标准中断环路中测量，其具有一定的限制时间，并且主要用于PFC环路控制。因此，为了节省CPU计算时间和防止标准中断环路溢出，仅在该环路中计算Cv(n)C

i(n)。另外，方程式14的以及各项，使用无限脉冲响应（IIR）滤波器来实现。在背景环路中完成真实输入功率的最终计算。

输入RMS电流计算

图1所示数字控制器所进行的电流测量并不代表总输入电流，因为电磁干扰（EMI）滤波器中电容的作用未包括在内。在高线压和轻负载条件下，这种滤波器电流不再可以忽略不计，必须将其包括进来，以实现精确的输入电流报告。

图4显示了一种简化版的EMI滤波器，我们去除了电感器，并使用一个单电容器（C）来代替总电容。图中，IEMI为EMI电容器的RMS电抗性电流，IMeasure为数字控制器测量的输入RMS电流，而IIN则为总输入RMS电流。

图4 简化版EMI滤波器的电流

EMI滤波器产生的电抗性电流为：

为了计算EMI电容器的电抗性电流，首先需要知道输入电压频率。AC线压和中性点电压由两个ADC通道检测，然后通过固件整流。通过对比两个ADC结果，我们可以发现零交叉。由于使用固定率对输入电压进行采样，因此可以通过计数两个连续零交叉点之间的采样数来计算AC频率。一旦知道输入电压频率，便可计算EMI电容器的电抗性电流：

如前所述，在标准中断环路中测量电压，因此为了节省CPU计算时间和防止该环路溢出，仅在其内计算。

方程式16的和项，通过IIR滤波器实现。在背景环路中计算最终EMI电抗性电流。ADC测得电流为：

使用离散格式，它可以写为：

组合方程式1和18得到：

所前所述，在标准中断环路中测量电流，因此仅在该环路中计算 。

方程式19的和项通过IIR滤波器实现。

最后，把EMI滤波器的电抗性电流（IEMI）加上IMeasure（RMS），得到总输入电流。IEMI领先受测电流（IMeasure（RMS））90º，因此，在背景环路中计算最终输入RMS电流。

测试结果

这种输入功率和RMS电流测量方法在一个360W的PFC评估模块上进行了测试。结果（表1）表明，这种方法拥有优异的测量精确度。

表1 输入功率和RMS电流测量的测试结果

结论

我们为您介绍了一种低成本但却精确的离线电源输入功率和RMS电流测量方法。这种方法使用现有PFC控制器芯片和硬件，无需传统的专用功率计芯片和额外的检测电路，并且不影响正常的PFC控制。另外，它还具有如下一些特点：

极低的成本

简单的两点校准

使用双采样保持，VIN和IIN同时采样

固件EMI电流补偿

固件电流检测，相移补偿

优化的数学计算，CPU使用开销较少