0 引言

LED驱动电源为LED提供动力，驱动电源设计的好坏，直接影响到LED的寿命、光衰和灯具的寿命。因此，高功率因数、高效率、高可靠性、长寿命等成为LED驱动电源的发展方向。

美国“能源之星”规定大于5 W的驱动电源功率因数要大于0.9。对于一般的AC/DC电源，普遍采用两级结构。前一级电路进行PFC，再由后一级DC/DC变换电路获得特定的电压(电流)，比如工作于临界电感电流模式，恒定导通时间变频控制的Boost电路。两级结构的驱动电源电路结构复杂，而且通过以前的研究发现其功率因数及效率不及单级驱动电源高[1]。输出端电感电流工作于断续模式下（为了保证输入端的电流连续，输入端加入LC滤波器）的Buck驱动电源是单级的，但其又存在不隔离的问题，所以本文提出了输出端电感电流工作于断续模式下的Buck驱动电源升级版——双端正激变换器。 本文对此变换器进行了理论分析和仿真验证，并做出试验样机，测出其实验波形。仿真和实验结果表明，此变换器相较于其他LED驱动电源具有高功率因数、高效率、高可靠性等优势。

1 双端正激变换器工作原理

LED作为驱动电源的负载，有很多连接方式，每种连接方式都有各自的优缺点，设计驱动电源时要充分考虑负载的连接方式。根据图1 所示LED照明系统结构图，考虑到本电源的负载为10个LED灯先串联（每个LED灯的压降为3.3 V左右），再加上限流电阻，所以设定电源输出为36 V。电源的功率为100 W，为了得到较高的功率因数，选择有源功率因数校正电路。

电源设计指标：

额定电压AC：100 V~240 V，工频频率：50 Hz~60 Hz, PFC：额定满载时>0.9，效率：0.8，输出电压：额定36 V，功率：100 W，电流谐波:满足EN6100-3-2 Class C标准。

选择开关频率时，必须要考虑所选开关频率足够高，以保证电源体积足够小并减小畸变。但开关频率也不能太高，以确保电源有足够高的频率，一般开关频率为 20 kHz~300 kHz。综合考虑到电源的体积和效率，本电源开关频率定为100 kHz。

根据其设计参数要求设计出双端正激变换器LED驱动电源电路原理图 ，如图2所示。正激电源的工作过程类似于Buck变化器。如图2所示，双端正激电路有两只管子，串联在变压器的初级侧，两只管子同时导通和关断。当两只管子导通时，输入端能量输出给负载，当它们关断时输出端电感和电容向负载提供能量，维持输出电压的恒定。

此时，变压器初级侧的同名端被D1钳位至地，变压器初级侧的异名端被二极管D2钳位至整流后的输入电压值。所以，两只管子的最大电压应力不会超过整流后的电压值，并且该电路没有漏感能量消耗，管子导通时，存储于漏感中的所有能量在开关导通时通过D1、 D2回馈给输入端，漏感电流从变压器的异名端流出，经D2流入直流母线的正端，然后从直流母线的负极流出，经过D1返回到变压器的同名端。

由于开关管关断时，变压器原边的反向电压与其导通时的正向电压相等，所以磁芯总能复位。

2 功率级及控制电路的参数设计选择

2.1 功率级参数设计选择

对于相同结构的PFC电路，功率级的设计步骤类似[2]。该100 W电源的设计同样适用于其他电路功率级设汁。

⑴输入电容的选择。如图1所示的输入端电容Co决定了输入端高频纹波电流的数量，它的值可根据一些特定的纹波电压来确定。输入功率一定，输入电流最小时，纹波电压Δu为最大输入端电容上的纹波电压峰峰值，一般取输入最大输入电压幅值的20%，即Δu=20%×missing image file ×240=68 V。

当输入电压最大时，输入端电流最小。对于该电路，输入端电容在一周期内电荷守恒，当MOS管子关断时，电容充电，当管子开通时管子放电。所以：

则管子占空比为：

为了保证输出端电压恒定，占空比必须跟随输入电流按正弦波变化。所以当输入电流最小时，占空比最小。则最小占空比如下：

输入端电容由下式计算：

实际设计中可以选择220 nF。

⑵输入端电感设计。与输入端电容设计类似，首要考虑输入端最大电流峰值。当输入功率恒定、输入电压最小时，输入电流最大。最大电流峰值可由下式计算：

输入端电感电流纹波峰峰值为最大峰值电流的20%，可由下式计算：

最大占空比：

输入电感为：

输入端电感实际电路选择700 μH。

Vout为输入端经过整流后的平均电压，即输入端电容两端的电压。输入端电感LO、CO 组成了一个二阶滤波器，滤波器输出为输入电压整流后的平均值，即输入电压有效值的90%。

⑶输出端电感和电容的选择，输出端电感的设计与负载电流的变化有关，为了保证电路工作在断续模式，首先计算出临界电感值：

其中Iom为临界电流值，

最小负载电流为：

令最小负载电流值为临界电流值：

为保证输出端电流断续，输出端电感必须小于该值，实际电路取20 μH，输出端电容越大，输出电压纹波越小。输出端电容的大小决定了输出端纹波电压的大小。

⑷输出电容C1的计算。输出端电容值由保持时间决定，保持时间即当断掉输入端交流电源时，C1要足够大以保证在一定时间内保持输出端电压大约为输出电压的80%。一般取25 ms~50 ms，此处取34 ms。可得下式：

考虑到电容体积和电源成本，实际电路选择输出端电容为2 000 μF。

⑸开关管和二极管的选择。开关管和MOS管子承受的最大电压应力为输出端电压，最大电流应力为输入端电流，所以要选择额定电压大于输出端电压，额定电流大于输入端电流的开关管和二极管。

对于该电源输出电压最大为40 V,输入端最大电流为1.414 A。二极管还要有足够快的切换速度，以减小其开通损耗，降低自身消耗的功率。为保证电路的可靠性，此处开关管选择功率MOS管18N50。该功率管耐压值500 V(DC)，额定电流值18 A(DC)，导通电阻Ron ( ds)=0.625Ω，当二极管由开通到关断的过程中会产生较大的反向恢复电流，从MOS管子导通直至二极管完全截止，该反向恢复电流和负载电流同时流过MOS管，会造成很大的功率损耗。此处二极管选用快速二极管RURP1560，额定耐压值600 V，前向额定电流15 A,反向恢复时间35 ns。此处为降低二极管反向恢复电流，在其两端并联一RC吸收回路。

⑹输出端电压检测。为便于MOS管子的驱动，输出端电压采样此处选择模块CHV-25P电压传感器，输出电流额定值为25 mA，输入输出电压比为2 500:1 000。

⑺输入电流检测电阻的选择。通常选择输入端电流检测电阻上有1 V左右的电压降，既可以保证有检测信号足够大和良好的噪声容限，又不至于造成大的功耗。当输入端流过最大峰值电流时，检测电阻上会有最大的压降。所以检测电阻可由下式得到：

实际设计中该电阻Rs取1Ω。

2.2 控制电路的参数设计选择

UC3854芯片为典型的双环控制功率因数校正芯片[3-4](因为此芯片为常用芯片，其具体引脚图、功能原理等很容易查阅到，所以在此不再叙述)。对于该芯片有很多技术参数，比如每个管脚电压变化范围、震荡频率等等。这些参数的选择是由UC3854芯片自身决定的，与功率级无关，所以控制电路的设计可围绕该芯片的外围电路参数设计展开[5]。

⑴Rvac的选择。如前所述，电流比较器的基准电流正弦波形是直接从输入端采样整流后的输入电压Vg(t)得到的，如图2中所示。通过Rvac的采样，引入一个正弦波形的电流信号，送到UC3854芯片的引脚6并作为乘法器的一路输入。推荐流过Rvac的最大电流为0.6 mA, UC3854A/B在全范围的工作温度下[6]，该引脚的电压为500 mV。为了保证最好的特性，当输入电压最大时，该引脚的电流必须限定在250 μA以内。电阻Rvac的值可由下式得到：

实际电路中Rvac选用990 kΩ，此处可以选择3个330 kΩ的电阻串联。

⑵Rset和CT的选择，对于乘法器的输出端电流Imo有两个限制。一个是Imo可能会小于Iac的二倍，Iac为引脚6的输入电流。另一个限制来自于流过引脚12的电流Iset。这两个限制可由式（14）表示。当输入端电压最小，输入端电流到达正弦波的峰值时，乘法器输出电流最大。由式（15）的限制条件，当Imo最大时，Rset取最小值。

因此，在该电路中Rset取10 kΩ。

芯片内部振荡器的充电电流Iset，其值由Rset设定，频率由定时充电电流和电容决定。UC3854的振荡频率可由式（17）计算：

选择开关频率fs为100 kHz ，Rset为10 kHz，由式（17）求得定时电容为1.25 nF。

⑶峰值电流限制参数的选择。当流过开关管的瞬时电流超过最大值时，会使芯片引脚2拉低至负电位，峰值电流限制比较器翻转，将会使管子关断。电流限制值是由从芯片内部基准电压到电流检测电阻端的电阻分压设定的，Rpk1和Rpk2串联在内部基准电压和电流检测电阻端之间分压。当输入电流增加时，检测电阻两端的压降也会增加，芯片引脚2上的电压会下降，当该电压下降至0时，峰值电流限制功能被激活。Rpk1和Rpk2的值可由下式计算：

missing image file为电流检测电阻上的电压，该电压通常被设定为1 V。此处假定过载时检测电阻上的压降为1.4 V。Vref为芯片内部电压基准(由芯片引脚9引出)，为7.5 V。通常情况下选择Rpk1为10 kΩ。所以由上式计算出Rpk2为1.8 kΩ。

⑷前馈网路设计。芯片引脚8接输入端经过整流后的电压平均值。对于UC3854，该引脚的电压范围为1.4 V~4.5 V，对于UC3854A/B，该引脚电压为0 V~5.5 V。前馈网路的电阻也进行分压，使得输入电压最低(100 V AC)时，VRMS(引脚8)为1.5 V。输入电压最大(270 V AC)时，该引脚电压为4.77 V，满足其工作范围[7]。经整流后的电压平均值为正弦半波电压有效值的90%，当选定前馈网络时，用电压平均值计算。由下面的方程式确定分压网络串联的电阻值。

所以前馈网路的电阻值分别为Rff1=1 160 kΩ，Rff2=100 kΩ，Rff3=22 kΩ。在实际电路中，Rff1用两个串联的电阻代替，阻值分别为470 kΩ和220 kΩ。前馈网路的两个电容可看作两个独立的单极点网络。可由以下公式计算：

其中fr为线电压整流后的一次谐波电压频率，要确定两个电容值必须先求出每个单极点滤波器在2倍的工作频率时的增益[8]。

二次谐波电压值为整流后电压Vg(t)平均值的66%，滤波器的谐波衰减量或滤波器的“增益”，为分配到该畸变源的两次谐波失真量除以66.2%，该值即为电阻分压器的输入端电压。如前所述，前馈网络分担了1.5%的谐波畸变，如此可计算单极点滤波器的增益为：

则可由公式（20）计算出两个电容值分别为：

3 双端正激变换器仿真及实验波形

3.1 仿真波形

用Psim搭建双端正激变换器的仿真电路，输入电压/电流、输出电压、C1两端电压及输出端电感电流仿真结果如图3所示。

由仿真结果可知，电路满载时，输入电流功率因数为0.989，效率为90.6%，且可获得纹波很小的36 V的输出电压。仿真能达到设计要求[9]。下面进行样机试验。

3.2 实验波形

根据以上的参数选择和仿真结果，选择参数[10]：

输入电压：100 V~240 V AC

输出电压：36 V DC

L1=500 μH，L2=20 μH，C1=220 nF，C2=2 000 μF， R=13 kΩ，fs=100 kHz。

选取UC3854AN为控制芯片，原理图如图2所示，且测得输入有效值为220 V交流电时的电路波形，该驱动电源的各个实验波形如图4。

4 结论

分析了基于单级Buck的升级版的LED驱动器——双端正激变换器，对此变换器进行了理论分析和仿真验证，并做出试验样机，测出其实验波形。根据实验测得功率因数为0.988，效率为92%。输入电流能很好地跟踪输入电压波形，且能输出纹波很小的36 V电压。实验结果和仿真结果基本一致。仿真和实验结果表明，此变换器相较于其他LED驱动电源具有高功率因数、高效率、高可靠性等优势。