0 引言

国际整流器公司（IR）的门驱动器族（MGD）集成了大部分门驱动功能，将用来驱动高压侧和低压侧MOS或IGBT的绝大部分功能都集成在一个紧凑、高性能的芯片内；对于IR2110，利用自举或悬浮电源的工作方式，在三相桥式逆变器中采用3片IR2110驱动3个桥臂只需要1路15 V～20 V电源；这样，在工程上大大减少了驱动控制电源的数目，降低了产品成本。但是，IR2110本身存在不能产生负电压关断的设计，因此，容易在桥式电路功率管开通、关断时产生门极驱动毛刺干扰，造成桥臂直通，损坏逆变器。

针对上述IR2110的固有不足，国内有很多方面的研究都试图完善其驱动应用。在文献[1]中提出驱动大功率IGBT模块的栅极电平箝位电路，该电路可在IGBT关断期间将驱动电平箝位到零电平，虽然该电路可以大大减少栅极驱动信号的毛刺电压，但是其关断信号依然采用零电压关断，随着功率等级的上升以及在不同电路应用中电路杂散参数的不同，不能保证栅极驱动信号不受干扰；文献[2]中对IR2110通过外接一个辅助开关和其他无源器件使得IR2110产生了-5 V关断信号，但是文献[2]中并没有就IR2110为何需要负压关断的原因进行分析，缺少相应的理论支撑；文献[3]和文献[4]中对负压关断原因进行了分析和总结，并通过对IR2110外接几个无源器件使之生成-5 V关断信号，但是文献[3]只停留在理论研究上，没有做出进一步的实验分析与实验波形。

为了消除IR2110零电压关断IGBT时的毛刺干扰，本文着重分析零电压关断毛刺干扰产生原因，最后对IR2110典型零电压关断电路进行改进，提出一种带负充电泵的IR2110关断电路，该电路可有效保证逆变器的工作稳定性。

1 IR2110典型驱动电路

IR2110典型驱动电路如图1所示，对于IR2110的低端驱动来说，直接采用+15 V电源供电，工作频率没有具体的限制；而IR2110的高端驱动能量主要依靠VB和VS之间自举电容C1获得。当高端截止时，+15 V电源通过二极管D1对C1充电；当高端工作时，C1放电以维持高端导通；自举电容的存在使得同一桥臂上、下功率器件的驱动电路只需外接一个电源。

为了保证在有限的开关时间内维持自举电压，C1应该选择小一点，因此高端驱动的工作频率直接与自举电容充放电情况相关。自举二极管D1也是一个重要的器件，它的作用是阻断直流母线电压对供电电源+15 V的影响，一般选用漏电流小的快速恢复二极管。

2 驱动电路干扰分析

IGBT在全桥电路中工作时的模型如图2所示。Rg1、Rg2是栅极驱动电阻，L1、L2是栅极驱动引线电感，Cgc、Cge、Cce是IGBT的极间电容，Uge1、Uge2分别是全桥上、下管驱动控制信号，+U为直流母线电压，L为线路杂散电感（分布电感），S为负载开关。

首先，在S2的栅极加上-7.5 V偏压（Uge=-7.5 V）使得S2处于截止状态，而在S1的栅极加触发脉冲；当S1处于导通状态时闭合负载开关S，此时直流母线+U经S1、S、负载L和R构成回路。当S1关断时，电路为了维持L上电流方向不变，L上的反电动势将迫使S1的体二极管D2导通续流；下一个触发脉冲使得S1再次导通时并断开负载开关S，测得Ic为Irr，它等于二极管D2的反向恢复电流。如果减少-Uge2，重复上述实验，发现Ic还是等于Irr；但当-Uge2小于-5 V时，Ic开始增加(如图3所示)。如所周知，D2二极管的反向恢复电流Irr是一定的，那么增加的这些电流只能由S2上流过。

原因分析：S2的集电极与发射极存在固有寄生二极管D2(反并联)，当二极管D2在导通状态下，外加电压突然由正向变为反向时，由于PN结导通时其两端存在电荷梯度，PN结由导通转换为截止时必须将这些电荷释放出去，这个反向恢复过程将使二极管产生反向恢复电流(电荷释放)，从而使IGBT的CE间电压急剧上升，使得dv/dt迅速增大。由于密勒电容(Cgc)的存在，此dv/dt将在Cgc上产生充电电流Ig(Ig=Cgcdv/dt)。该电流通过栅极电阻、引线电感和驱动芯片内部构成回路形成电压(如图2虚线部分)，由于IGBT的最小导通电压一般在3 V左右，这个回路电压极其容易对IGBT栅极上的驱动信号产生干扰；因此当-Uge2负压较大时，该电压还不足以使得栅极电位升的太高，而当-Uge2负压较小时，则足以使得S2误导通，发生桥臂上、下功率管误导通现象，从而使得Ic增大。

由上述可知，IGBT体二极管的反向恢复过程以及密勒效应产生了充电电流Ig，该电流产生了栅极干扰电压。但是该干扰电压的幅值与维持时间由栅-集极和栅-射极间的电容比值、栅极驱动电阻以及集-射极间的dv/dt共同决定。为了满足IGBT的开关速度以及电路噪声条件下保持栅极电压在安全门限电压以下，需要对IGBT驱动电路提供必要的负电压驱动抗干扰电路。

3 带负充电泵的驱动电路研究

通过外部使用负充电泵生成辅助电压是一种灵活易用的方法，这种辅助电压从理论上来说可以是任何正、负电压。在如图4中给出了基本的带负充电泵的驱动电路，该驱动电路使用了2个N沟道MOS和2个P沟道MOS，位于Q3、Q4栅极之间的R1是作为Q3、Q4的栅极电阻，为了减缓Q3与Q4的导通速率以及限制该驱动电路的击穿电流；稳压二极管D1是为了减缓Q3、 Q4的驱动栅极电压。图4中C2、D2和R2对N沟道MOS管Q2构成电平转换器，而C3、C4、D3和D4构成负充电泵，把输入零电压驱动信号转换为负电压驱动信号。

假设如图4所示中所有电容的初始状态电压为零，忽略MOS管的导通压降，且二极管导通压降为0.7 V。工作原理介绍：

(1)状态1：开关功率器件未动作前，INPUT为低电平0 V，这时Q1被导通，电源+15 V通过R1以及稳压二极管D1使得Q4导通，此时该驱动电路零电压驱动输出，与输入电平状态保持一致。

(2)状态2：当INPUT由低电平0 V变为高电平+15 V时，驱动信号首先通过C3、D4以及C2、R2和C4构成的回路进行电容充电(如图4虚线所示)。在C3、D4构成的充电回路中，由于D4导通压降为0.7 V，所以C3在充满电后维持两端电压14.3 V，D点电压Vd为0.7 V；而在C2、R2和C4构成的充电回路中，由于C2两端电压不能突变，所以A点电压（Va）在输入电平由低电平0 V变为高电平+15 V时刻，Va为15 V，从而使得Q2导通。随着回路充电过程的继续，C4两端电压会逐渐上升至1.4 V，当B点电压Vb为1.4 V时，则被D3、D4两个二极管串联箝位，维持1.4 V电压不变，同时该回路充电电流路径变为：

INPUT +15 V→C2→R2→D3→D4→+15 V RTN

若持续保持INPUT+15 V输入，C2、C4在充满电后，由于充电回路无电流流动，R2两端电压保持一致，A点电压会从刚开始的15 V逐渐降为1.4 V，且C2两端电压保持13.6 V不变。

由上述可知，由于Q2被导通且C4被D3、D4二极管箝位1.4 V，所以Q2的漏极电压，也就是C点电压变为1.4 V，该点电压通过稳压二极管D1和R1使得Q3导通，从而实现驱动+15 V输出，与输入电平状态保持一致。

(3)状态3：根据状态2可知，C3两端电压为14.3 V，D点电压为0.7 V，当INPUT由+15 V变为低电平0 V时，由于C3电容两端电压不能突变，C3初始电压为14.3 V，这时B点电压Vb保持+1.4 V不变，C4初始电压为1.4 V。

在如图4所示电路中，C4首先通过D3、D4进行放电；当C4电压低于1.4 V时，由于在状态三条件下INPUT与+15 V RTN同电位，电路上可认为INPUT与+15 V RTN为短路连接状态，C4经由D3、C3、INPUT以及+15 V RTN进行放电和反向充电(如图5所示)。

由图5可知，设充放电流为i，C4初始电压=1.4 V，C3初始电压=14.3 V，C4=100 nF，C3=470 nF，根据基尔霍夫电压定律可得：

所以当INPUT由高电平+15 V变为低电平0 V时，该驱动电路在C3和C4的作用下，使得Q4的漏极电压转变为-12.1 V，从而实现该驱动电路零电压输入，负压驱动输出的目标。

综上所述，该驱动电路在启动时，甚至在第一个周期结束后，重复状态2和状态3，该电路可稳定输出负电压关断信号，有效保证逆变器的工作稳定性。

4 带负充电泵的IR2110实验分析

根据上文带负充电泵的驱动电路研究，搭建如图6所示的实际电路进行实验验证与分析。作为对比，本文也搭建了如图2所示的IR2110典型驱动电路。

图7所示波形是采用IR2110典型驱动电路下逆变器三个下桥臂IGBT管的栅极驱动电压波形，图中所标注的就是上桥臂IGBT在死区时间后开通时，由于该驱动电路不具备负压关断功能，IGBT体二极管反向恢复过程以及密勒效应引起的下桥臂IGBT驱动干扰电压毛刺。该毛刺干扰电压容易造成上、下桥臂误导通现象，破坏逆变器的工作稳定性。

图8所示波形是采用带负充电泵的IR2110驱动电路(如图6所示)所产生的栅极驱动电压波形；在IGBT关断时，关断电压信号由0 V转换为稳定的-12 V；而在IGBT开通时，也维持了原有的+15 V驱动电压，该实验结果验证了上文的分析过程，并且驱动信号不存在毛刺干扰现象，从而使得IGBT不会因栅极干扰电压而误导通，保证了整个逆变器的工作稳定性。

5 结论

结合IGBT体寄生二极管的反向恢复过程以及IGBT输入阻抗米勒效应，对IR2110零电压关断毛刺干扰产生原因进行了分析，由于IR2110因自身不能产生负压，通过外部使用负充电泵电路，设计完成一种带负充电泵的IR2110驱动抗干扰电路，该电路经实验验证可有效解决IR2110的零电压关断毛刺干扰现象，实验效果明显，从根本上保证了逆变器的工作稳定性。