共模电流和EMI辐射

EMI辐射主要由共模电流引起。所谓共模电流主要是指那些在意料不到的地点所出现的电流。共模电流与附近的输入/输出电缆或其他没有很好屏蔽的导体耦合，从而引起了辐射。共模电流常由各种不同的设计缺陷而造成。PC线路板上的走线路径（traces）是为了让所有返回的电流通过线路板的参考平面（通常是电源平面或者地平面）中的走线路径直接返回。然而并非所有的返回电流都能够直接经过信号走线返回。因为试图找到电感最小的返回路径，返回的电流会蔓延到整个平面上。大部分返回电流将经过设计的走线返回，但并非全部电流都会通过规定的走线返回，从而导致部分电流在那些从未想到的不该出现的地方出现了。线路板的布局设计对高速信号来说常常不是最佳的。例如高速时钟的布线路径越过线路板参考平面的断面（如电源平面中的连接不同直流电源的供电线路部分）时，返回电流一定会找到某些其他的路径流回电源。即使在越过电源平面的裂口处放上电容器，由于电容器、必要的通孔、衬垫等的附加电感，也会使返回电流中的高频率成分不仅仅局限于信号布线的走线中。

另外一个常见的问题是当高频信号线路的布线经过信号通孔连接到线路板的不同层面时发生的。此时返回电流一定会越过一个层面流到另外一个层面（可能通过电容耦合、附加电感、通孔等），电流返回电源的路径常常出人意料。

虽然产生共模电流的原因多种多样，并且很难预测，但是所有的共模电流都来自有意义的信号电流，这一点是100%正确的。这就是说，在PC机的线路板上的某处，有用的信号常常在无意中产生了捣乱的共模电流。因此有必要确认那些有用信号的必要谐波分量确实在我们的控制中，而那些没有用处的谐波分量已被我们清除掉了。因此在输入/输出端口添加滤波器或者在屏蔽封装中添加衬垫来阻止从现有的屏蔽封装中泄漏出来的高频谐波分量，已没有任何意义，因为我们已经从根本上消除了原始信号源中那些没用的产生干扰的谐波分量。

信号完整性工具

大多数高速PC机线路板在设计时都经过许多种不同的商业信号完整性分析软件工具的检验。工程师们用信号完整性分析工具，核查线路板的布局布线，以确认在接收端的电压波形是否符合电路正确运行必须达到的指标。有时终端匹配电阻需要修改，有时甚至电路需要做更大的修改，才能使接收端的波形达到要求。一旦电压波形符合要求，分析工作也告结束。但这样做会在不同的设计中使终端匹配电阻各不相同。一般情况下，设计人员并不进行定量分析以决定终端匹配电阻的最佳值，只要终端匹配电阻起作用，就认可了。但是终端匹配电阻值的选择是否准确，确实能对电路布线路径上有用的信号电流产生巨大的影响。

正象以前提到的那样，所有共模电流都来自有用的信号电流。因此分析电路走线上的电流和电压波形都是有用的。但是很遗憾，几乎没有什么商业软件工具可以允许进行有实际意义的电流分析。但HyperLynx 公司软件的BoardSim/LineSim工具可以进行这项分析，该仿真工具是最早可以买到的电流分析工具之一。本论文中所有的例子都是采用BoardSim/LineSim工具，分析具体的PC机线路板而得到的。

终端策略和EMI辐射

正如前面提到的那样，电磁兼容性（EMC）应用中的电流分析是很重要的。选择不同的终端匹配电阻，电流幅度和波形将有显著的不同。例如，若选用CMOS负载（即有等效电容负载）作为串联的终端匹配电阻，则当电压脉冲的上升或下降时刻，就会出现短暂的电流脉冲。而选用纯电阻性的负载（有时候称作直流并行负载），则电流波形与电压波形看起来很一致。自然，这两种不同电流波形的频谱是非常不同的。回想一下网络终端匹配的目的是很有用的，一般说来，终端匹配的目的是吸收沿着线路网络传播的能量，使其不产生反射。例如，在理想的情况下，50欧姆的电路走线其终端匹配电阻应该选用50欧姆的电阻，若选用该电阻做终端匹配电阻，在线路中就不会产生反射。

然而，我们很难提供这种受约束的、纯电阻的负载。若我们在线路的远端用一个电阻接地（直流并联接地）来做终端匹配，则一定会同时出现一个与电阻负载并联的电容，这将会在某一些频率上产生阻抗的不匹配。这种阻抗的不匹配将会引起反射。这些反射有可能引起用电压脉冲表示的数据错误。但是这些反射经常会沿着线路布线产生高频驻波。这些驻波把线路布线变成了非常高效率的天线。我们的目标是把线路的终端匹配好，使得与想要传输的电压/电流脉冲信号有关的任何高次谐波都不会产生反射。对在远端串连电容/电阻阻抗（交流并联接地）的终端匹配进行类似分析的结果表明，终端阻抗不可能在所有频率上与线路网络的阻抗匹配。

使用串联电源端终端匹配方法（series-source termination）是另一种替代办法。在这个方法中，不需要配置远端的终端匹配电阻，而且我们期望线路远端会产生反射。我们把终端匹配电阻串连到电源附近的线路上，选择恰当的匹配电阻值，使得电源阻抗与线路网络阻抗正好匹配，这样做就可以避免（由电源近端不匹配所产生的）二次反射。因为二次反射被终止了，驻波也就不会产生，因而就有可能降低EMI辐射。在下一节中的例子我们将可以看到，对线路网络上的电流做仔细的分析也是很重要的。

采用二极管做终端匹配阻抗虽然看起来可以产生非常好的电压波形，但是必须付出电流波形很差的代价。这是因为二极管两端的管压降变化很小（能维持基本不变），但电流可以有很大的变化。记住，这将产生电流辐射而不是电压辐射，所以很容易看到采用二极管做终端匹配对电磁兼容性的改进很不利，应该避免。

信号电流分析举例

下面举一个例子，说明如何通过电流分析来降低个人计算机PC线路板的电磁干扰辐射。选择工作频率为133MHz的时钟网络做分析。用适当IBIS模型分别表示驱动器和接收器。采用电源串联电阻终端匹配的方案。对本线路网络“缺省”的终端匹配电阻值为22_。

图1 选用不同的终端匹配电阻时，在接收端看到的电压波形

可以选用不同的终端匹配电阻，当终端匹配电阻在10_到39_（典型范围）之间改变时，接收端相应的电压波形有所改变。图1显示了终端匹配电阻的选择对电压波形的影响。随着终端匹配电阻值的增加，脉冲的幅度有一些降低，上升时间有一些延长。分析信号完整性的工程师可能愿意接受任何一个图上显示的波形，因为它们都足够好，可以确保系统的正确运行。因为这个分析的目的是为了减少可能的辐射，接收器端线路上的电流也得到了分析。

图2 选用不同的终端匹配电阻时，在接收端看到的电流波形

图2显示了当终端匹配电阻值不同时，接收端的电流波形各不相同。我们立刻可以看出当匹配电阻为10_时，其电流值远比选用其他匹配电阻值时大。进一步分析表明当匹配电阻为22_和25_时会出现一些“特别”的波形，当选用的匹配电阻值继续增大时，这些特别的波形便消失了。

虽然这很有用，但这并没有真正说明高频谐波（最常见的辐射问题）减少的具体数量。因此，需要对时间域的信号波形进行傅立叶变换以得到频率域的频谱。选用不同的终端匹配电阻时的电压和电流的频谱如图3和图4所示。

图3 选用不同的终端匹配电阻时，有用信号谐波电流的幅度与频率的关系

图4 选用不同的终端匹配电阻时，有用信号谐波电流的幅度与频率的关系（1~2GHz）

以上结果表明每个谐波频点上的电流幅度差别很大。对每一个谐波频率点做进一步分析可以看到当终端匹配电阻从10_变化到30_时，电流幅度逐渐下降。进一步增加电阻值并不能显著地降低给定谐波频率上的电流幅度。

图5 选用不同的终端匹配电阻时，有用信号谐波电流幅度的缩减与频率的关系

图5显示了采用不同的终端匹配电阻时，信号谐波的电流变化（delta）幅度的缩小与频率增加的关系图。这幅图显示在各不同的谐波频率点，不管终端匹配电阻是从10_变化到39_，还是从10_变化到30_，这两种情况下，电流幅度的缩小基本相同。正如图5所示，在某些谐波频率点，电流幅度的减少高达45dB。

这个结论非常有意义，因为用了终端匹配电阻就能显著地减少辐射电流，这样做几乎没有什么产品的设计还会遇到电磁辐射达不到标准的问题。有用信号的高频谐波的电流幅度减小了，潜在的引起干扰的共模电流也将减小同样的量。这样将在最终产品中大大减少对滤波和屏蔽密封的需求。工程师们应该对他们自己说，“辐射是由于不需要的电流引起的，我们只需要把不需要的电流消除就行了，为什么我们还要与辐射问题较劲呢？”

总结

本论文表明，EMI辐射的显著减少最终可以通过减少共模电流中的高频谐波分量达到，即首先减少内部电流中的谐波频率的幅度。终端匹配电阻值的选择要合适，使电流频谱幅度的减少达到一定的程度，此时接收器端的电压波形仍然能满足功能要求。

既然不同欧姆值的电阻价格基本相同，所以选择不同阻值的匹配电阻就能显著地降低有用信号电流的谐波幅度，因此对制造芯片来说不需付出任何额外的代价。研究信号完整性的工程师们，用这种类型的分析方法，在他们的设计中大大降低了EMI辐射。在本文的例子中，串联终端匹配电阻值选在10Ω~39Ω之间，对传统的信号完整性分析而言，这些阻值是可以接受的。但是如果想要进一步降低EMI辐射，我们发现30Ω是最佳的终端匹配电阻值。虽然本文的分析并非想说明设计工作不需要电磁兼容工程师的参与，但这清楚地表明，PC线路板工程师只要采用新的信号完整性分析工具，稍微扩展一下传统的信号完整性分析的工作，就能使设计的最终产品完全符合电磁兼容性方面的要求。