1.1感性不连续

图9为两个不同的SMA连接器的TDR电压图，SMA连接器的一边为50Ω，另一边为58Ω。由于在该区域电感的增加而导致曲线上升。

上一章“时间域反射计”讨论了TDR电压图以及如何计算图9所示的不连续点的电感值。

图9中的两条曲线显示了由于SMA连接器而产生的两个不同的不连续性。具有更高峰值的曲线表示连接器具有更大的感性不连续（3.8nH），具有更低峰值的曲线表示连接器具有更小的感性不连续（2.6nH）。你可以利用该图来计算这两条曲线的不连续点的电感。

图9SMA连接器的阻抗曲线

图9中通过两个SMA连接器传输的信号速率为3.125Gbps，信号的上升时间大约为70ps。

图10为当信号通过低电感SMA连接器时的开眼图（eye-opening）。开眼大小为336mV，抖动时间为20ps。

图10低电感SMA连接器的开眼图以及它的放大视图

从放大视图（图10）中可以更方便地读出抖动时间，抖动的峰峰值大约为20ps。

图11为相同信号的开眼图，但这次该信号通过带3.8nH感性不连续的SMA连接器。开眼大小大约为332mV。比较这两个图可知，图11中的抖动更大。

从放大视图（图11）中可以更方便地读出抖动时间，抖动的峰峰值大约为24ps。

图11高电感SMA连接器的开眼图及其放大视图

当使用了错误的连接器类型或传输路径中含有其它形式的感性不连续时，抖动时间变长，开眼变小。对于具有快速上升时间的信号来说，抖动时间的增加是非常严重的问题。当信号更加不规则时，抖动也更显著。

1.2容性不连续

本节我们讨论容性不连续的影响，在传输路径上引入元件时通常会发生这种情况。

图12中的两个连接器为容性负载，一个作为小的容性不连续，另一个为更大的容性不连续。负载的电容量可以利用下面的等式来计算：

ρ＝RC=（Z0C/2）

计算容性负载的详细信息，请参考“时间域反射计”。

3.125Gbps信号（PRBS形式）通过图12中带小电容的第一个连接器，从另一端可以观察到开眼大小和抖动。

图12小容性和大容性负载连接器，显示容性不连续的影响

图13为引入1.2pF不连续的连接器开眼图。开眼大小为330mV。其放大视图显示抖动峰峰值大约为27ps。

图13小电容连接器开眼图及其放大视图

3.125Gbps信号以PRBS形式发送并通过图12中带大电容的第二个连接器，从另一端可以观察到开眼大小和抖动。

图14为信号通过带2.9pF电容的SMA连接器的开眼图。开眼大小大约为280mV。其放大视图显示抖动峰峰值为43ps。

图14大电容连接器的开眼图及其放大视图

任何时候应该避免在传输路径上添加连接器和元件。但如果必需接连接器，那么选择能够在传输路径上产生最小的电感和/或电容不连续性的连接器。当发射现象在通过2.9pF和1.2pF变得非常严重时，抖动和振幅会影响3.125Gbps信号。开眼图显示振幅差值为50mV，其放大视图显示抖动峰峰值为16ps。

1.3与传输路径相关的不连续

在这里我们将论述一些与传输路径相关的不连续，包括：

l过孔

l直角走线

1.3.1过孔

在布线时应尽可能避免过孔和电路板层的改变。因为过孔将使边沿变慢，引起反射。过孔具有感性和容性，但容性占主导地位。如果在设计中使用差分信号，就需要有过孔。而为了确保真实信号和补充信号经历相同的不连续性，对于差分对中的每个信号，过孔必须具有相同的配置。这样，过孔引入的不连续在信号上的任何变化都处于共模状态。差分模式的不连续性在动态范围上将减小。

与过孔相比，盲孔更贵，更小，不连续性也更低。盲孔不完全穿透PCB，它是为减小过孔的不连续性而设计的。在使用过孔时为获得更好的性能，可以在传输线上串联使用过孔。未使用的过孔部分就好像是一个容性stub。

图15为一个18层的电路板。层1，3和16是信号层，将线从层1布到层16，而不通过层3。如果你将线停在层3，则未使用的过孔部分就好像是一个容性stub。

图15带stub的18层电路板

当电路板设计具有以下特性时，过孔上的容性stub的影响会更显著：

l信号速度更高

l电路板更厚

l不必要的过孔焊盘（viapads）

对于3.125Gbps信号，93mil厚的电路板与具有相同频率的200mil厚的电路板相比，带有的容性stub的影响更小。因而，过孔影响过厚的电路板的信号完整性（速率为3.125Gbps）。

如果可以，应避免过孔和过孔stub，并移除过孔上所有不必要的焊盘，因为焊盘会在相互间产生平行的板极电容。在设计一个100mil厚度的电路板时，对于3.125Gbps的信号，钻孔时不需要使用平头钻（counter-bore），但对于超过100mil厚度的电路板，最好是使用平头钻。

传输线上的电流流动会产生磁场。磁通线（fluxline）在参考结构上产生一个返回电流。当传输线面对参考平面达最宽时，大部分返回电流在传输线的下面，参考平面的趋肤深度（skindepth）平面上传输。

趋肤深度由下列公式计算：

趋肤深度=1/

这里：

f为频率

为空气的磁导率

为相对磁导率

σ为χºνδυχτιωιτψºΦματεριаλ

你可以利用下列公式计算参考平面上任意点x的电流密度：

Ix＝

Ix为x点的电流密度

I0为趋肤深度上的电流密度

x为到平面的距离

d0为趋肤深度

在进行PCB设计时应该提供一个良好的返回电流路径。图16为一对差分信号（红色和绿色结构），其电路板层从层1变到层13，信号从A点开始（图16），传输到B点（图18）。

图16到18为提供给信号线的固体参考平面（即浅蓝色结构）。

如果有必要的话可以建立接地岛（GNDisland）。在建立接地岛时，确保参考该平面的其它信号不要通过这个裂口，如果信号忽略了这个裂口，其环路将增加，这个区域的电感也会增加。

图16电路板层改变

对于电路板层发生改变的点，我们在设计时应该为返回电流路径提供接地过孔。如果返回路径没有接地过孔，返回电流将寻找最近的路径，但这些路径可能不是足够近的。在此情况下，电流经过较长路径，增加了电流回路。由于穿过回路的磁通线的数量增加，从而使得电感也增加。图16中只显示了两个过孔，但最好在信号过孔周围有更多个过孔。

图17是图16的侧视图。信号从层1传输到层13。每一层都有过孔焊盘。在焊盘之间有平行的板极电容，因此不必要的焊盘会增加容性负载。除了直接将过孔与传输线相连的焊盘外，其它焊盘都应该去除。

图17电路板层改变的侧视图

在图18中，用接地岛来提供一个良好的信号参考路径。接地过孔（即浅蓝色结构）用来避免过多的不连续。

图18到点B的传输路径

图18中的PCB没有足够的接地过孔，所以应该在信号过孔周围添加一些接地过孔，使它在两条信号线周围均匀地分布。在图18中，只有一边差分对有靠近它的接地过孔。

图19为一个TDR制图，该图中含有StratixTMGX开发板（板厚93mil）上的一个实例过孔。该过孔为0.7pF的容性不连续，它将18层电路板的层1和层13上的两条传输线连接起来。

图19在93mil厚的电路板上，由于过孔产生的容性不连续

1.3.2直角走线

为降低传输线上的阻抗不连续性，应避免使用直角走线。在弯曲点，有效传输线的线宽增加，从而增加了电容量，引起阻抗不连续。

使用45°走线代替90°走线。45°弯曲可以通过降低阻抗不连续性来减小信号上的反射。

直角走线还具有天线特性。图20为一条60mil的50Ω传输线，电介质为FR4（εr为4.1，损耗因素为0.022）。该传输线的90°和45°走线（见图21）使用SPICE模型来模拟，其寄生电容利用3D电磁场解算器（fieldsolver）来提取。

图20传输线上的90°弯曲

图21传输线上的45°弯曲

图22显示了电路板的交叉部分。

图22电路板交叉部分

具有1ns上升时间的信号从线路的一边输入，从另一端点查看其输出。由于存在额外的容性负载，90°走线时，信号输出稍有些延迟并有严重的振铃（ringing）。当信号通过长线或在其它紧迫条件下驱动时，即使是稍有一点振铃也是很有破坏性的。例如，对一个几乎关闭的眼睛进一步加以关闭将导致接收器不能识别某些数据位（接收器对数据的灵敏度可以从特征报告中获得）。90°弯曲将影响速率为3.125Gbps的信号，甚至更严重。图23显示了弯曲走线在信号上的影响。

图23弯曲走线在信号上的影响