引言

Mini-SPM系列产品,为低功率 (100W ~ 2.2kW) 电机驱动电路提供高效率、高可靠性和设计简便的方案。Mini-SPM采用内置高压驱动IC (HVIC) 作为栅极驱动电路,使设计更简单紧凑,从而大幅降低整个系统的成本并提高可靠性,并且更为系统设计人员带来极佳的高压侧栅极电路设计灵活性。本文着重讨论Mini-SPM采用的高压侧栅极驱动电路的特点和优点。设计中采用外接栅极电阻优化开关损耗和开关噪声之间的权衡,降低可能引起HVIC误操作的电压应力。本文中的讨论在通常情况下适用于所有IGBT驱动IC种类。

飞兆半导体已开发出Mini-SPM的最新版本,其额定功率为600V×(3~30)A。图1和图2所示分别为此种Mini-SPM的外观和内部功能块图。由于Mini-SPM具有低成本、高效率、高可靠性和设计简单的优点,因此广泛应用于空调、洗衣机、冰箱和其它工业应用中。

Mini-SPM最突出的特点之一是给予最终用户很大的设计灵活性,能够大幅提高系统的整体性能。Mini-SPM采用3个独立N极接线端子结构,有助用户方便、高效地检测各相的负载电流,从而实现高效率、低成本电机驱动算法。高压侧外接栅极电阻能让设计人员调节Mini-SPM的开关速度,此举有助于优化开关损耗和开关噪声,并且降低电压应力(可能在极端条件下引起HVIC闭锁)。

本文着重介绍终端用户可以通过这类产品具备的一些优点,以及在设计高压侧栅极电阻时应考虑的问题。当然,除Mini-SPM外,这些讨论也适用于一般的逆变器应用。

采用HVIC栅极驱动电路的阻抗元件

图3所示为采用HVIC的栅极驱动电路及其外围电路。这包括了一个外部电路,用来给Mini-SPM的内置HVIC提供自举电压。Mini-SPM具有内置栅极电阻 (RG),并可在高压侧栅极驱动电路添加额外的阻抗。在HVIC和高压侧IGBT发射极之间外接阻抗元件,设计人员可以调节高压侧的开关耗损和开关噪声。

图4给出了不同类型的阻抗元件组合。最终用户可选择其一来控制IGBT开/关速度。类型A（电阻标记为RE(H)）因具有实用的功能而得到最广泛应用。至于其它类型,也会得到类型A的效果,但本文主要讨论类型A。

RE(H)的设计和特征

基本上,选择RE(H)时要考虑两个因素。首先,最终用户要考虑开关损耗与开关噪声 (即dv/dt) 间的权衡,因为RE(H)会影响高压侧IGBT的开关功能。其次,要避免HVIC在极端条件下的误操作,因为如有负压加在Vs端,会导致HVIC闭锁。

A. 开关损耗与开关噪声之间的权衡

高速开关动作会通过系统接地、电机和输出电缆之间的耦合寄生电容 (Cparasitic) 产生噪声电流 (inoise)。

(1)

一般来说,IGBT导通时的dv/dt (即二极管的关断dv/dt) 是EMI噪声的主要致因。

设计栅极驱动电路需要达到两个不同的目标：降低IGBT开关损耗和EMI噪声。与采用固定栅极驱动电路的一般功率模块不同,Mini-SPM支持外接栅极电阻,能够成功实现这两个目标。

RE(H)与内部RG一起充当IGBT运行时的栅极电阻。RE(H)越大,开关速度便越慢。当然,开关速度的放慢会在降低噪声的同时增加开关损耗。不过,与内部RG不同,很小的RE(H)便足以降低dv/dt,而且导通时的di/dt也只有微小的增加。这正是RE(H)的主要效用。

如图5所示,在t1区域,RE(H) 的作用只是高压侧栅极驱动电路的栅极电阻。只要它远小于RG,就不会影响导通di/dt,但却可控制dv/dt使其远小于di/dt。在t3区域,HVIC的寄生电容通过RE(H)充电,在RE(H)上产生压降。VGE的降低使导通dv/dt减慢。图6给出了采用这种新型栅极驱动技术来控制导通dv/dt的实验结果。实验中,RE(H)增加到最大值,因为它似乎能在小于1kV/ms的限度内产生足够的dv/dt水平。由于降低导通电流会在IGBT导通开启时产生较高的dv/dt,实验中的导通电流设为1A。尽管RE(H)增加了,di/dt仍保持不变。不过,dv/dt 却显著下降。

图7所示为开关dv/dt的定义。图8表示开关损耗和开关dv/dt随RE(H)的变化关系。当RE(H)增加,开关损耗也稍微增加,而dv/dt则显著下降。

B. 负压VS和VBS过压

HVIC的闭锁主要由VS上出现负压或VBS出现过压而引起,这种负压和过压是开关电流过量所致。当负载通过小电感对地短路,就会在线路上产生大电流。当高压侧IGBT关闭以切断该短路电流时,二极管电流IF开始流经Rsh、DF和杂散电感 (见图9(a))。由于IF di/dt 增加,过大电压的VF会出现。过大

的VF使VS变为负压,同时使VBS出现尖峰,这就可能导致HVIC出现误操作,进而损坏HVIC和IGBT。

不过,采用RE(H)就可通过降低电压应力,从而防止HVIC闭锁。图9 (b) ~ (d) 给出了负载通过一根20cm长电缆对地短路时的实验波形。当IGBT在RE(H)=0时关断,施加在VS上的电压为 -60V,施加在VBS上的尖峰脉冲为34V,宽度为200毫微秒。这些冲击都超过了HVIC的技术指标,因而危及其稳定性。当RE(H)越大,对HVIC的电压应力的冲击越小。

设计考虑

A. RBS的选择

图10所示为自举电容在充电初始阶段中电流的路径。当RE(H)的压降大于高压侧IGBT的电压阈值时,高压侧IGBT将被置为“导通”状态,并导致开关臂短路 (arm short)。因此,RE(H)的电压 (见公式 (2)) 应当低于IGBT的电压阈值。

(2)

对于Mini-SPM,我们建议其RBS应比RE(H)大两倍,这样,即使在最坏的情况下 (如IGBT电压阈值小和VCC高的情况),也能限制RE(H)上的压降。

B. RE(H)的额定功率

在选择RE(H)的额定功率时,要充分考虑高压侧IGBT栅极的充电和放电情况。建议采用的RE(H)额定功率为0.5W。

C. RE(H)的上限

当低压侧IGBT导通时,高压侧IGBT集电极和发射极之间的dv/dt将增加。由于dv/dt的这种变化,CCG感应出的电流ICG会流经RG和RE(H) 。如果VGE大于高压侧IGBT的电压阈值,高压侧IGBT便会发生瞬间导通。为了防止这种故障出现,应对RE(H)设置上限。而对于Mini-SPM,RE(H)的限制为低于30Ω。在RE(H)=100Ω时,IC反向恢复电流有所不同,这种异常电流是由于高压侧IGBT的瞬间导通而产生。